Квадратурная амплитудная модуляция (Quadrature Amplitude Modulation — QAM) выполняет функцию шлюза для каналов радиопередачи видеоданных вместо кабельных сетей. Универсальный краевой QAM-модулятор (Universal Edge QAM — uEQAM), который входит в состав передающей головной станции, захватывает транспортный видеопоток, поступающий по Ethernet или оптоволоконным сетям, и модулирует видеоданные на нескольких радиочастотах. Обычно в EQAM-системах используются интерфейсы промежуточной частоты (ПЧ) и аналоговые смесители для преобразования сигнала с повышением частоты. В статье обсуждается методика проектирования цифровых Edge QAM-модуляторов с использованием FPGA для прямых РЧ-интерфейсов последнего поколения, что не требует применения дорогих и громоздких аналоговых компонентов.
Практическое применение uEQAM-модуляторов началось в 2009 г. uEQAM-модуляторы расположены на границах оптоволоконной сети и преобразуют выходную цифровую информацию, передаваемую по сети, в РЧ-сигналы для распределения ее среди абонентов.
Первая волна применения QAM наблюдается на рынках, где конкуренция с IPTV особенно сильна, т.е. в таких странах как Южная Корея, Япония и Франция. Надо сказать, что и Китай может занять лидирующие позиции в этой области благодаря развертыванию своей системы Next Generation Broadcast (NGB), которая будет обеспечивать сервис по доставке цифрового видео абонентам в следующем десятилетии. В EQAM используется стандарт передачи данных по сетям кабельного телевидения Data Over Cable Service Interface Specifications (DOCSIS). Версии стандарта DOCSIS 1.0, 1.1 и 2.0 обеспечивают скорость передачи до 40 Мбит/с. Последняя версия — DOCSIS 3.0 — способна передавать HD-видео со скоростью до 160 Мбит/с.
Число QAM-каналов на один РЧ-порт удваивается примерно каждые три года, хотя сдерживающим фактором и серьезной проблемой в этом отношении остается высокая потребляемая мощность.
EQAM представляет собой, по сути, модуль формирования и передачи РЧ-сигнала, который выносится за пределы кабельного модема CMTS (Cable Modem Termination System). Поскольку в последней версии DOCSIS был введен модульный принцип построения CMTS (M-CMTS), для EQAM понадобился еще один интерфейс к MAC-модулю. Новым интерфейсом является Ethernet, который, как определено в спецификации на интерфейсе DEPI (Downstream External Physical Interface), требуется для связи с удаленным модулем EQAM. EQAM-модуляторы могут также сопрягаться с видеосерверами через Ethernet и обеспечивать прямой канал радиопередачи, который предоставляет цифровой видеосервис абоненту.
Современные цифровые кабельные системы, развернутые по всему миру, используют стандарт QAM, в котором определяется структура кадра входных данных, прямое исправление ошибок в канале, вид фильтрации и QAM-распределение. Обычно, в цифровом ТВ в сигнале прямого канала используется формат 64- или 256-QAM. Источником данных, как правило, являются транспортные пакеты MPEG2 или H.264 (см. рис. 1).
Рис. 1. Типовая блок-схема QAM-модулятора
|
QAM широко используется для модулирования цифрового видео, голосовых или информационных сигналов на несущей радиочастоте и обеспечивает ряд преимуществ, по сравнению с другими видами модуляции данных, например, фазовой манипуляции (Phase Shift Keying — PSK). QAM — это модулированный сигнал с двумя несущими основной полосы частот, сдвинутых по фазе на 90°, в результате чего формируется сигнал, в котором присутствует как изменение амплитуды, так и фазы. Поэтому этот вид модуляции можно рассматривать как сочетание амплитудной и фазовой модуляции. Амплитуда и фаза переносят цифровую информацию.
Международный телекоммуникационный союз (ITU) определил спецификацию J.83 версий Annex A, B и C, в которых описывается структура кадров, кодировка канала и канальная модуляция для цифровых мультисервисных систем передачи цифрового ТВ.
Исходный проект 8-канального QAM-модулятора основной полосы частот должен обеспечивать следующие требования:
– поддержку QAM-распределения и канальной фильтрации для 64-, 32-, 16- (Annex A), 256-, 64- (Annex B) и 64-точечных созвездий (Annex C);
– поддержку нескольких скоростей передачи и форматов QAM в соответствии с версией Annex. Различные каналы могут одновременно иметь разные скорости передачи и форматы QAM;
– выходной сигнал фильтра преобразуется с повышением частоты от основной частоты до цифровой радиочастоты.
Для простоты изложения мы не будем рассматривать блоки прямого исправления ошибок (FEC), т.к. они обычно они имеют одинаковую архитектуру для любого QAM-модулятора.
Работа системы
J83-модулятор включен между модулем кодирования канала (FEC, устройством перемежения, шифратором, модулятором, решетчатым кодом) и цифровым преобразователем с повышением частоты (Digital Upconverter — DUC). DUC спроектирован с помощью программного средства Altera DSP Builder Advanced Blockset (как показано на рисунке 2).
Рис. 2. Блок-диаграмма J83-модулятора
|
Генератор нулевого пакета, который используется в качестве источника внутреннего сигнала, подключается ко входу TS (Transport Stream) и формирует частоту, которая задается на выходе TS_data_refclk. Используется интерфейс транспортного потока (TS) c возможностью синхронизации по PCR (Program Clock Reference).
Трафик блока прямого исправления ошибок (FEC) передается в J83-модулятор через агрегатор, который мультиплексирует/объединяет 8/16 потоков символьных данных с частотой 64 МГц в поток шины Avalon на частоте 256 МГц. Модулятор вначале пересылает строб соответствующей скорости передачи в блок FEC, который построен в соответствии с версией Annex и скоростью передачи. Блок FEC возвращает символьные данные вместе с полезным сигналом. Данные всех четырех каналов в пределах блока могут быть рабочими в одном и том же цикле. Выход блока FEC может иметь от 4 до 8 бит, в зависимости от созвездия (сетки QAM-точек).
На вход агрегатора подается сигнал от 2/4 4-канальных блоков FEC, а на выходе формируется 8/16 независимо канализированных TDM-шин. Для упрощения синхронизации тактовые сигналы для блока FEC и логической схемы агрегатора формируются одной схемой ФАПЧ. Программный анализатор синхронизации Quartus TimeQuest Analyzer рассматривает всю область передачи тактового сигнала как синхронизированную, в которой все тактовые сигналы выровнены по нарастающему фронту. Агрегатированный вход FEC передается в модулятор, работающий на той же тактовой частоте, но с другой фазой.
В процессе QAM-распределения/кодирования модулятор захватывает символьные данные, распределяет их по созвездию (сетке) и генерирует I- и Q-символы. Хотя I/Q-символы имеют только 16, 8, 6 или 4 уровня (для 256-, 64-, 32- и 16-QAM ), используется 5 бит для представления I/Q-значений. Теперь TDM-шина используется полностью — максимально 32 канала по 8 МГц дают полосу 256 МГц.
Фильтр канала управления радиоресурсами (Radio Resource Control — RRC) получает I/Q-символы и формирует их в соответствии с коэффициентом избирательности. Выходная частота RRC-фильтра в два раза выше частоты передачи символа, поэтому необходимы два канала передачи (шины Avalon). Начиная с этого момента, обработка сигнала разделяется на два параллельных канала. После RRC-фильтра используется каскад усиления, чтобы в любом случае обеспечить сигнал полной шкалы.
Конвертор частоты выборки (Sample Rate Converter — SRC) должен захватывать данные синхронно с процессом преобразования частоты, поэтому между RRC-фильтром и SRC нужно включить компенсирующую FIFO-память. Статус записи и чтения FIFO-памяти доступен для отладки. Таким образом, любое опережение или отставание частоты можно будет скомпенсировать.
SRC использует один и тот же фильтр для всех скоростей передачи данных, но разные коэффициенты синхронизации — входной период отсчетов (input_sample_period) и выходной период отсчетов (output_sample_period). Устанавливая разные коэффициенты синхронизации, SRC может преобразовывать частоту входного сигнала в выходную частоту, отличную от 16 Мвыб/с (если исходить из использования 4096-МГц ЦАП). Например, если применять 4,608-ГГц ЦАП, то можно использовать ту же систему, но на более высокой частоте, и установить частоту выборки, равную 18 Мвыб/с.
После SRC включен каскад усиления/ослабления, который обеспечивает повышение/понижение уровня сигнала с шагом 1 дБ в диапазоне от 6 до –8 дБ. Поэтому на выходе SRC поддерживается уровень сигнала полной шкалы, и повышение уровня сигнала даже на 1 дБ может вызывать насыщение.
Проверка режима насыщения выполняется на всех выходах, для чего доступен статус переполнения, хотя в некоторых блоках системы гарантируется отсутствие переполнения при любых условиях. Частотные характеристики RRC-фильтра и комбинации RRC и SRC-фильтров показаны на рисунках 3 и 4.
Рис. 3. Частотная характеристика RRC-фильтра
|
Рис. 4. Частотная характеристика комбинации RRC- и SRC-фильтра
|
Цифровой преобразователь с повышением частоты (DUC) является ключевым компонентом для всех систем передачи сигнала с цифровой модуляцией, в том числе для беспроводных и кабельных систем. В состав цифрового преобразователя входят аппаратные умножители и память. Основная задача DUC — фильтрация, повышение частоты выборки и модуляция цифрового сигнала основной полосы частот, в результате чего формируется ПЧ- или РЧ-сигнал с последующим преобразованием его в несущий аналоговый сигнал, готовый для радиопередачи. Для повышения частоты выборки сигнала основной частоты используется интерполирующий КИХ-фильтр. Для увеличения выходной частоты можно включить последовательно несколько интерполирующих фильтров. Если блок интерполирующих КИХ-фильтров увеличивает частоту выборки входного сигнала в I раз, то I — это целое число, которое определяется коэффициентом интерполяции. Процесс преобразования частоты состоит из двух этапов. На первом этапе производится повышение частоты выборки входного сигнала до более высокой частоты с помощью добавления I-1 нулевых данных между отсчетами, а на втором этапе производится фильтрация сигнала повышенной частоты с помощью прямой реализации КИХ-фильтра. Блок интерполирующих КИХ-фильтров реализует оба этапа — повышение частоты выборки и фильтрацию, используя структуру многофазного фильтра, которая более эффективна, чем использование алгоритма прямого повышения частоты выборки сигнала с последующей фильтрацией.
Исходный проект 8-канального цифрового QAM-преобразователя с повышением частоты содержит J.83B-модулятор основной частоты, цифровой преобразователь с повышением частоты (объединение каналов + повышение частоты выборки + модуляция несущей) и LVDS-интерфейс (см. рис. 5).
Рис. 5. Блок-схема системы
|
Средство разработки DSP Builder Advanced Blockset представляет собой набор функциональных блоков на основе спецификаций. В процессе проектирования задается максимальная частота, для которой средство разработки выбирает необходимое число конвейеров и поддерживает необходимую точность алгоритма канала передачи данных.
Входной сигнал для DUC формируется предварительным модулятором. Он выполняет следующие функции:
– обеспечивает входному потоку QAM-канала 6-МГц полосу пропускания на промежуточной частоте;
– выполняет 256-позиционное QAM-распределение;
– осуществляет фильтрацию канала, используя КИХ-фильтр с характеристикой типа «корень из приподнятого косинуса» (root raised cosine) с коэффициентом избирательности 0,12;
– разделяет I и Q компоненты.
DUC выполняет следующие операции:
– повышает частоту выборки до частоты цифрового РЧ-сигнала;
– преобразует частоту всех 6-МГц каналов;
– повышает частоту сигнала до несущей радиочастоты в диапазоне 55…880 МГц.
Рис. 6. Функциональная блок-схема цифрового преобразователя с повышением частоты (DUC)
|
На рисунке 6 показана общая блок-схема DUC с различными каскадами повышения частоты. В данном примере частота выборки сигналов по 8-ми каналам повышается в 16 раз до 256 Мвыб/с, используя последовательно включенные интерполирующие фильтры. Затем частотам 8-канальных сигналов присваиваются значения центральной частоты: –21, –15, –9, –3, 3, 9, 15 и 21 МГц путем умножения компонентов I и Q на cos(x) и sin(x) и сложения результатов. Восемь каналов с полосой 6 МГц дают суммарный сигнал с полосой 48 МГц.
Далее 48-МГц полоса преобразуется с повышением частоты в 16 раз до частоты выборки 4096 Мвыб/с, используя еще одну последовательность интерполирующих фильтров. Затем частота выборки сигнала повышается до радиочастоты несущей 860 МГц путем умножения компонентов I и Q на cos(x) и sin(x) и сложения результатов. Из-за ограничения максимальной рабочей частоты FPGA интерполирующие фильтры и модуляцию радиочастоты несущей реализуют с помощью М-параллельных ветвлений.
1-я интерполяция с помощью 16-ти фильтров до 256 МГц
Интерполирующие фильтры выполняют 16-кратное повышение частоты (256 МГц/16 МГц = 16) и фильтрацию нижних частот, чтобы сохранить входную полосу частот, препятствуя наложению спектров сигнала в процессе повышения частоты.
16-кратное повышение частоты обеспечивается 4-мя каскадами фильтров с половинной полосой пропускания (half-band filters). Эти фильтры делят полосу частот на две равные части, что позволяет использовать меньшее число умножителей. Фильтр с половинной полосой пропускания имеет то свойство, что все его четные коэффициенты, кроме центрального, равны нулю. Каждый фильтр с половинной полосой пропускания увеличивает выходную частоту выборки в два раза (как показано на рисунке 7).
Рис. 7. Спектр фильтра с половинной полосой пропускания
|
Интерполирующие фильтры выполняют 16-кратное повышение частоты (4096 МГц/256 МГц = 16) и фильтрацию нижних частот, чтобы сохранить входную полосу частот и в то же время препятствовать наложению спектров сигнала в процессе повышения частоты.
Генератор с числовым управлением (NCO) используется для формирования цифровой радиочастоты несущей. Частота несущей ограничивается, согласно теореме Найквиста, половиной частоты выборки NCO. Частота выборки NCO в данном случае составляет 256 МГц. Для использования совместно с гигагерцовым ЦАП была предложена схема многофазной модуляции, в которой применен высокоскоростной LVDS-интерфейс, встроенный в FPGA, с тем, чтобы получить радиочастоту несущей, превышающую частоту Найквиста. Чтобы синтезировать несущую радиочастоту на частоте выборки 4,096 ГГц, нужно 16 генераторов с числовым управлением (NCO) для передачи 16 фаз 860-МГц синусоидального сигнала.
Имеются два важных параметра, которые часто используются для описания сигналов с цифровой модуляцией: коэффициент битовых ошибок (bit error ratio — BER) и коэффициент ошибок модуляции (modulation error ratio — MER). BER — это один из нескольких показателей, используемых в передаче цифровых данных. Например, если передается 1, а затем она принимается как 0, то это означает появление битовой ошибки. BER оценивается путем передачи некоторого числа бит и сравнения числа ошибочных бит, принятых на другом конце канала, с общим числом принятых бит. В общем случае BER — это отношение ошибочных бит к общему числу переданных, принятых или обработанных бит за определенный промежуток времени. Для математического описания BER часто используют две формулы:
BER = (число ошибочных бит)/(общее число бит);
BER = (число ошибок в измеряемый период времени)/(скорость передачи бит × измеряемый период времени).
MER в большей степени зависит от типа созвездия QAM. MER определяется как отношение средней мощности QAM-символа к средней мощности ошибки:
MER, дБ = 10•log (средняя мощность символа/средняя мощность ошибки).
Чем выше величина MER, тем лучше, так же и для отношения сигнал-шум. Каждая точка данного QAM-созвездия имеет фиксированное положение. Если точка созвездия отклоняется от заданного положения, что означает ухудшение характеристик системы, то MER уменьшается (см. табл. 1).
Формат модуляции |
Нижний порог |
Верхний порог |
QPSK |
7…10 дБ |
40…45 дБ |
16 QAM |
15…18 дБ |
40…45 дБ |
64 QAM |
22…24 дБ |
40…45 дБ |
256 QAM |
28…30 дБ |
40…45 дБ |
Для сигналов с цифровой модуляцией коэффициент мощности в соседнем канале (Adjacent Channel Power — ACP) обычно рассчитывают как отношение мощности в основном канале к мощности в соседнем канале. В случае цифровой модуляции основной канал будет иметь статистику, подобную шумовому сигналу. Обусловлены ли сигналы в соседнем канале широкополосным шумом, фазовым шумом или интермодуляцией шумоподобных сигналов в главном канале, в этом (соседнем) канале будет наблюдаться шумоподобная статистика. Одной из задач спецификации DRFI (Downstream RF Interface) DOCSIS является гарантия минимального значения отношения мощности несущей к шуму (Carrier-to-Noise Ratio — CNR) для аналогового канала на уровне 60 дБ в системах, использующих до 119 QAM-каналов. В данной спецификации принимается, что уровень передаваемой мощности цифровых каналов будет на 6 дБ ниже максимального значения мощности огибающей сигнала изображения аналоговых каналов, что является обычным режимом для 256 QAM. В таблице 2 показаны требования по ACP для любого модулированного QAM-канала в пределах выделенной РЧ-полосы в соответствии со спецификацией DRFI DOCSIS.
№№ п/п |
Полоса частот |
Число объединенных каналов на РЧ-порт, N |
||||
1 |
2 |
3 |
4 |
N>4 |
||
1 |
Соседний канал (до 750 кГц от края блока каналов) |
<–58 дБc |
<–58 дБc |
<–58 дБc |
<–58 дБc |
<10•log10 [10–58/10÷(0,75/6)•(10÷(N–2) •10–73/10)], дБc |
2 |
Соседний канал (750 кГц от края блока каналов до 6 МГц от края блока каналов) |
<–62 дБc |
<–60 дБc |
<–60 дБc |
<–60 дБc |
<10•log10 [10–52/10÷(5,25/6)•(10–55/10÷(N–2) •10–73/10)], дБc |
3 |
Следующий соседний канал (6 МГц от края блока каналов до 12 МГц от края блока каналов) |
<–65 дБc |
<–64 дБc |
<–63,5 дБc |
<–63 дБc |
<10•log10 [10–55/10÷(N–1) •10–73/10], дБc |
4 |
Третий соседний канал (12 МГц от края блока каналов до 18 МГц от края блока каналов) |
<–73 дБc |
<–70 дБc |
<–67 дБc |
<–65 дБc |
Для N=5: –64,5 дБc; Для N=6: –64 дБc; Для N=7: <–73 ÷ 10•log10(N), дБc |
5 |
Шум в других каналах (от 47 до 1000 МГц), измеренный в каждом 6-МГц канале, кроме следующих случаев: а) полезные канал(ы) б) 1-й, 2-й и 3-й соседние каналы (см. п.п. 1, 2, 3, 4 данной табл.) в) совпадение каналов со 2-й и 3-й гармоникой (см. п. 6 данной табл.) |
<–73 дБc |
<–70 дБc |
<–68 дБc |
<–67 дБc |
<-73 ÷ 10•log10N, дБc |
6 |
В каждом из 2N смежном 6-МГц канале или каждом из 3N смежном 6-МГц канале, совпадающим со 2-й и |
<–73 ÷ 10•log10(N), или –63 дБc в зависимости от того, что больше |
Литература
1. Tam Do. Next Generation Direct RF EdgeQAM Design//www.eejournal.com.