Способы повышения эффективности импульсных преобразователей

Сегодня проблемы энергосбережения выступают на первый план практически во всех приложениях. Одним из важнейших путей повышения КПД устройства является увеличение эффективности импульсных преобразователей источника питания. Потери в преобразователях разделяют на коммутационные (динамические), возникающие при коммутации силовых ключей, и потери на проводимость (омические). Уменьшение последних возможно, в основном, за счет снижения амплитуды пульсаций тока и правильного выбора компонентов преобразователя. Динамические потери вызваны инерционностью силовых ключей, индуктивностью рассеяния электромагнитных компонентов (трансформаторы и дроссели) и паразитной индуктивностью проводников. Эти потери можно минимизировать с помощью схемотехнических и программных средств, некоторые из которых рассмотрены ниже. Добавим, что уменьшение потерь не только повысит энергетическую эффективность преобразователя, но и может упростить его конструкцию, т.к. уменьшится нагрев его элементов.

Прямоходовые и обратноходовые преобразователи в силу своей простоты и невысокой стоимости нашли очень широкое применение. Однако у них есть и довольно существенные недостатки. Во-первых, необходимо применять силовой ключ с максимально допустимым напряжением значительно большим, чем входное напряжение, а, значит, увеличивается сопротивление канала в открытом состоянии, и возрастают потери на проводимость. Во-вторых, требуется вводить снабберные цепи. Они уменьшают перенапряжения на силовом ключе, но в них происходят потери энергии. Дополнительное напряжение, возникающее на транзисторе, обусловлено накопленной энергией в индуктивностях рассеяния.
Эти недостатки довольно просто устраняются введением дополнительного силового ключа, как показано на рисунке 1. В прямоходовом преобразователе, когда ключи Q1 и Q2 открыты (см. рис. 1а), энергия из сети через трансформатор передается в нагрузку. Когда ключи закрыты (см. рис. 1б), запасенная, в т.ч. и в индуктивности рассеяния, энергия через диоды возвращается в сеть и (или) заряжает входной конденсатор.

а)	б)
Рис. 1. Двухключевая схема: а) цепь тока при открытых ключах б) цепь тока при закрытых ключах

Противоэдс, возникающая в индуктивностях обмотки, не превышает входное напряжение, поэтому и напряжение на закрытом ключе также не больше входного напряжения. Подчеркнем еще раз, что энергия, накопленная в индуктивности рассеяния, возвращается в сеть, а не рассеивается в снабберных цепочках силового ключа, за счет чего возрастает КПД преобразователя и уменьшаются помехи. В прямоходовом конверторе с одним ключом обычно используется специальная размагничивающая обмотка с числом витков таким же, как и у первичной обмотки. В случае двухключевой схемы в ней нет нужды.
Ту же роль двухключевая схема играет и в обратноходовом преобразователе, когда при открытых ключах энергия запасается в сердечнике, а при закрытых — отдается в нагрузку. Как и в предыдущем случае, применение двухключевой схемы позволяет исключить снабберные цепи и уменьшить максимально допустимое напряжение силового ключа.
На первый взгляд потери должны возрасти из-за добавления лишнего транзистора, но на практике они уменьшаются. При входных напряжениях 36…75 В используют MOSFET с максимально допустимым напряжением 200 В. При двухключевой технологии это напряжение уменьшается в 2 раза, следовательно, уменьшается и сопротивление ключа в открытом состоянии. Как правило, сопротивление двух последовательно включенных в этом случае ключей меньше, чем сопротивление одного 200-В ключа.
Многие компании выпускают драйверы верхних ключей, а также микросхемы, в которых объединены драйверы верхнего и нижнего ключей, поэтому не возникает проблемы управления двухключевой схемой.

Сегодня часто в многофазных преобразователях используются чередующийся (interleaved) режим работы вместо традиционного параллельного. И, действительно, режим с чередованием фаз имеет ряд преимуществ: уменьшается пульсация тока, а, следовательно, и габариты фильтра, есть все предпосылки для равномерного распределения мощности между фазами и т.д. Однако есть и недостатки — сильная зависимость КПД от нагрузки, что вызвано преобладанием коммутационных потерь при малой нагрузке и потерь на проводимость при больших нагрузках. При малых нагрузках также нарушается распределение токов по фазам.
Поэтому при больших нагрузках предпочтительно многофазное включение преобразователей, а при малых — однофазное. Благодаря современным методам цифрового управления питанием можно изменять режим работы многофазных преобразователей. Рассмотрим двухфазный двухключевой преобразователь (см. рис. 2).

Рис. 2. Двухфазный двухключевой преобразователь

В импульсном преобразователе общие потери энергии состоят из потерь проводимости P_cond и коммутационных потерь P_sw. Потери проводимости, если не учитывать пульсацию токов, определяются суммарным активным сопротивлением [1]. Общие потери при токе нагрузки I_out и частоте коммутации f_S составят:

P_sw + P_cond = k_sw1I_outf_S + k_sw2f_S + I_out² R_path,

где R_path — активное сопротивление элементов преобразователя (проводников, обмоток, каналов транзисторов); k_sw1, k_sw2 — коэффициенты, зависящие от используемого силового ключа. Обычно с увеличением размеров и максимально допустимых параметров транзистора коэффициенты k_sw также возрастают.
На практике при параллельной работе ключей в чередующемся режиме увеличивается эффективность преобразователя при полной нагрузке, т.к. уменьшается величина R_path. С другой стороны, при малой нагрузке преобладают потери на коммутацию. Коэффициенты k_sw1 и k_sw2 возрастают с увеличением числа фаз, поэтому при работе в режиме чередования уменьшается эффективность преобразователя при малых нагрузках. Таким образом, сравнивая преобразователи в многофазном и однофазном режимах работы, можно сделать вывод, что первые имеют преимущество при работе с большой нагрузкой, но проигрывают при малой нагрузке. Эффективность преобразователя отражается соотношением (1).

ή = V_outI_out/ (V_outI_out + P_sw + P_cond) (1)

Выражение (1) имеет наибольшее значение, при котором КПД преобра­зователя максимален. Очевидно, что при использовании двухфазного преобразователя можно получить две точки максимума: первую при работе только одной фазы, вторую — при двухфазном режиме.
Обычно требования к КПД преобразователя предъявлялись лишь при полной нагрузке, но сегодня проблема энергосбережения достаточно остра, поэтому требуется увеличение КПД и при малой нагрузке. Чтобы удовлетворить описанным выше требованиям к многофазным преобразователям, необходима интеллектуальная схема управления, например контроллер ADP1043 [1].
Одной из функциональных особенностей этой микросхемы является возможность выбора режима работы — однофазный или многофазный. При уменьшении нагрузки ниже порогового уровня контроллер переводит преобразователь на однофазный режим работы. На рисунке 3 показаны зависимости КПД от тока нагрузки. Как видно из рисунка, за счет изменения режимов работы можно увеличить КПД почти на 15% при малых токах нагрузки.

Рис. 3. Зависимость КПД от тока нагрузки

КПД заметно снижается при уменьшении тока нагрузки. Одна из причин — синхронный выпрямитель, используемый на вторичной стороне. При малых токах нагрузки обычно наблюдается режим прерывистого тока, при этом через индуктивность и ключ синхронного выпрямителя протекает обратный ток (конденсатор фильтра разряжается не только на нагрузку, но и через индуктивность фильтра и открытый ключ синхронного выпрямителя) и, следовательно, возникают потери на проводимость. Один из путей улучшения ситуации — выключение ключей синхронного выпрямителя и использование вместо ключа диода Шоттки, как чаще и делают, или обратного диода ключа (см. рис. 2). Таким образом можно избежать потери на проводимость в режиме прерывистого тока и примерно на 5% повысить КПД при малых токах.
При проектировании многофазных преобразователей с высоким КПД необходимо учесть ряд обстоятельств. Первое из них — задержка по цепям обратной связи. Поэтому управляющее воздействие на выходе контроллера для второй фазы должно быть предустановлено заранее, прежде чем произойдет переключение с одной фазы на другую. Также система должна быть способна перейти на максимальную мощность в короткий период времени. Нельзя допускать насыщение сердечников трансформатора и дросселя фильтра даже при максимально допустимых токах. При различных режимах работы (прерывистый и непрерывный ток) требуется изменять режим работы преобразователей. Во многом эти проблемы облегчаются использованием цифровых методов управления — и компенсация запаздывания обратной связи, и переключение режимов работы.
Работа в чередующемся режиме сама по себе не гарантирует корректного распределения тока между преобразователями из-за разброса параметров компонентов схемы, разбаланса сигналов управления. В результате транзисторы и электромагнитные компоненты должны иметь избыточный запас прочности. Например, при работе двухфазного преобразователя с током нагрузки 30 А ток может разделиться между преобразователями 20 А и 10 А, что вызовет уменьшение КПД. Поэтому схема управления преобразователями использует внутренние контуры обратной связи по току в каждой силовой цепи для выравнивание токов. Полоса пропускания токовой обратной связи не ограничивается полосой пропускания контура обратной связи по напряжению и может быть даже более быстродействующей.
Внутренняя обратная связь по току и обратная связь по напряжению действуют независимо. Внутренняя токовая связь в каждой фазе обеспечивает равномерное распределение токов, а обратная связь по напряжению формирует коэффициент заполнения для поддержания заданного выходного напряжения в каждой фазе. Таким образом, и управление напряжением, и управление током влияют на формирование сигнала управления в каждой фазе, при этом контур управления напряжением «не знает» о токовых контурах. При проектировании преобразователя желательно, чтобы проектировщик не думал о взаимодействии этих контуров. Использование контролера ADP1043 в значительной степени упрощает проектирование. Равномерное распределение токов является необходимой защитной мерой. Подобный контроль немного увеличивает стоимость изделия.

Другой путь уменьшения потерь коммутации — использование резонансных преобразователей с мягкой (при нулевом напряжении) коммутацией. Схема резонансного преобразователя приведена на рисунке 4. Входное напряжение обычно представляет собой выход модуля корректора коэффициента мощности и равно примерно 400 В.

Рис. 4. Классический резонансный преобразователь

Так как в преобразователе применяется метод частотной модуляции, импеданс цепи меняется вместе с изменением частоты и нагрузки. Следовательно, выходное напряжение может регулироваться посредством изменения импеданса резонансного контура. Например, если ток нагрузки возрастает, выходное напряжение понижается. Это изменение через обратную связь поступает на схему управления и та изменяет частоту, приближая ее к резонансному значению, увеличивая тем самым выходное напряжение. И, напротив, когда ток в нагрузке уменьшается, выходное напряжение возрастает, и система управления «отодвигает» рабочую частоту от резонансной.
Фактически преобразователь работает подобно делителю напряжения, а коэффициент деления определяется рабочей частотой, которая всегда выше резонансной, при этом импеданс цепи имеет индуктивный характер, ток отстает от напряжения, и коммутация силовых ключей происходит при нулевом напряжении [2]. Отметим также, что при приближении рабочей частоты к резонансной форма выходного напряжения приближается к синусоидальной. Классические резонансные преобразователи подробно описаны в литературе, поэтому более подробно мы на них останавливаться не будем.
Серьезный недостаток описываемого преобразователя — необходимость увеличения рабочей частоты при уменьшении тока нагрузки. Фактически при стремлении тока нагрузки к нулю рабочая частота стремится к бесконечности. Поэтому, несмотря на значительное преимущество — коммутацию силовых ключей при нулевом напряжении — схема нуждается в улучшении.
На рисунке 5 показана схема резонансного LLC-резонансного преобразователя.

Рис. 5. Резонансный LLC-преобразователь

Хотя внешне она схожа со схемой резонансного преобразователя на рисунке 4, тем не менее, различия существенны и заключаются в уменьшении эквивалентной индуктивности резонансной цепи за счет параллельного подключения дополнительной индуктивности к первичной обмотке трансформатора. Схему на рисунке 5 можно представить в упрощенном виде, как показано на рисунке 6. Передаточная характеристика схемы, фактически имеющая две резонансные частоты, показана на рисунке 7, ее подробный расчет описан в [3].

Рис. 6. Эквивалентная схема резонансного LLC-преобразователя

Рис. 7. Передаточная характеристика резонансного LLC-преобразователя

Приведем оттуда некоторые важные соотношения. Коэффициент М_ω0 передачи схемы на резонансной частоте определится из соотношения

Выражение для резонансных частот выглядит следующим образом:

где L_r = L_lkp + L_m // (n²L_ks) — индуктивность рассеяния.

где L_m — индуктивность намагничивания:

L_p = L_m + L_lkp.

Обычно L_p больше L_r примерно в 3—8 раз. Математический анализ цепи проводился при допущении о синусоидальности напряжения, что значительно упрощает рассмотрение. Фактически после фильтрации напряжение действительно близко к синусоидальному.
Как видно из передаточной характеристики (см. рис. 7), все нагрузочные кривые сходятся в точке f₀, а т.к. рабочая частота преобразователя больше f₀, то это означает, что преобразователь способен работать в очень широком диапазоне нагрузки, вплоть до холостого хода при относительно небольшом изменении рабочей частоты. Это обстоятельство является преимуществом LLC-преобразователя. Подчеркнем, что при f₀ коэффициент передачи больше единицы.
На рисунке 8 проиллюстрирована работа LLC-преобразователя. Отметим, что ток стока I_ds2 принимает отрицательные значения, при этом он протекает через обратный диод MOSFET, а падение напряжения практически равно нулю (падение напряжению на открытом диоде).

Рис. 8. Временная диаграмма работы резонансного LLC-преобразователя

Именно в этот момент MOSFET открывается, и потери коммутации значительно уменьшаются, поэтому КПД преобразователя достигает 95%. Также отметим очень близкую к синусоиде форму первичного напряжения, благодаря чему уменьшается уровень помех.