Расчёт трансформатора для AC/DC-преобразователей на микросхемах Silan Microelectronics

Микросхемы серии SD414X, SD686X и SDH688X (см. табл.1) предназначены для построения AC/DC импульсных источников питания (ИИП), совмещающих в одном корпусе ШИМ, цепи управления и защиты, высоковольтный полевой транзистор. Подобная комбинация устройств значительно сокращает количество компонентов схемы, снижает габариты и массу. При этом ИИП характеризуется высокой степенью защиты от перегрева и перегрузки, хорошей электромагнитной совместимостью с другими устройствами. Если учесть экономию за счёт меньшего числа внешних компонентов, меньшего числа операций по сборке и наладке таких ИИП, то выгода при производстве становится очевидной. Ориентировочная стоимость самой мощной ИС Silan (20 Вт) серии SD686x составляет 14 руб. с НДС, и это основное отличие от продукции конкурентов.

 

Наименование	Частота, кГц	Выходная мощность, Вт		Корпус
		85 –265 VAC	190 – 265 VAC
SD4841	25…67	8	10	DIP-8-300-2.54
SD4842		10	12
SD4843		12	14
SD4844		14	16
SD6861		8	10
SD6863		12	14
SD6864		18	20
SDH6881		8	10
SDH6883		12	14
SDH6884		14	16

Принцип действия обратноходового преобразователя подобен принципу действия повышающего преобразователя, в котором энергия накапливается в дросселе, когда ключ замкнут, и отдаётся в нагрузку при разомкнутом ключе. Магнитные сердечники не очень хорошо «умеют» накапливать энергию магнитного поля.
Эффективные (с высокой магнитной проницаемостью) сердечники насыщаются уже при малом уровне напряжённости магнитного поля. В обратноходовой схеме энергия в действительности накапливается в воздушном зазоре дросселя (см. рис.1). Сердечник же предоставляет энергии экранированный путь с малым магнитным сопротивлением от обмоток к воздушному зазору.

Рис. 1. Схематичное изображение ферритового сердечника с тремя обмотками

Обратноходовая схема может работать как в непрерывном, так и в прерывистом режимах. В непрерывном режиме в одной из обмоток дросселя всегда течёт ток. В прерывистом режиме ток во всех обмотках в определённый период рабочей частоты снижается до нуля, как и накопленная дросселем энергия. Каждый режим имеет свои достоинства и недостатки.
Главным преимуществом непрерывного режима работы является то, что импульсы тока во вторичной цепи имеют относительно большую длительность, что позволяет применять фильтрующий конденсатор небольшой ёмкости с большим эквивалентным последовательным сопротивлением (ЭПС). Первичная обмотка имеет довольно большую индуктивность и небольшой пиковый ток, поэтому её сравнительно несложно рассчитать. Пиковый ток в непрерывном режиме составляет примерно 1/2 от тока в прерывистом режиме при одинаковом уровне мощности.
Принципиальный недостаток непрерывного режима состоит в том, что контур управления имеет нуль в правой полуплоскости передаточной функции, а это усложняет проведение коррекции крутизны контура управления (однако коэффициент обратной связи зависит не от тока нагрузки, а только от коэффициента заполнения и входного напряжения). Проблемы с коррекцией крутизны в контроллерах с управлением по току возникают при непрерывном режиме работы и коэффициенте заполнения более 50%.
Рассеивание мощности в непрерывном режиме работы при отпирании ключа довольно значительное, потому что коммутация ключа происходит при высоком токе и большом напряжении. Ещё одна проблема возникает в результате протекания тока обратного восстановления в выходных выпрямителях. В момент включения из-за наличия тока обратного восстановления происходит дополнительный скачок тока.
В схеме, использующей прерывистый режим работы, сделан ряд упрощений ради увеличения пиковых токов. Рассеивание мощности при отпирании ключа незначительно, потому что ток начинает течь с нуля, и к ключу приложено только входное напряжение. Выходной ток некоторую часть периода равен нулю, поэтому ток обратного восстановления диода отсутствует и не влияет на ключ в момент его переключения. В прерывистом режиме передаточная функция контура управления практически линейна и не имеет полюса в правой полуплоскости, поэтому коррекция крутизны совсем не нужна. Однако сопротивление нагрузки является одним из коэффициентов в уравнении контура. Вследствие этого в режиме работы с разомкнутым контуром его управляемость ниже, чем в непрерывном режиме. Обычно с этим не возникает проблем, если реализована соответствующая коррекция, и контур замкнут. Величина зазора в сердечнике дросселя при прерывистом режиме становится критичной, т.к. более высокому пиковому току легче насытить сердечник.
Переменная магнитная индукция в сердечнике довольно велика, поэтому в прерывистом режиме расчёт потерь в сердечнике приобретает большое значение. Выходные пульсации в прерывистом режиме обычно выше, потому что выше переменный ток через ЭПС конденсатора, и конденсатор должен обеспечивать полный ток нагрузки более длительную часть периода коммутации. Предпочтительным, особенно для маломощных схем, прерывистый режим делают простота проектирования, повторяемость и лёгкость коррекции.
Трансформаторы и диоды имеют паразитные ёмкости, что может привести к нежелательным последствиям. Вторичные ёмкости вместе со вторичными индуктивностями рассеяния могут сформировать высокочастотный резонансный контур, который возбуждается при запирании диода. Этот эффект сильнее проявляется, когда используются диоды с большим временем обратного восстановления. Паразитный резонансный контур генерирует шумы и передаёт переменный сигнал обратно в цепь первичной обмотки.

Процесс проектирования

Возьмём за основу микросхему фирмы Silan SD4841, рабочая частота которой 67 кГц. Выходная мощность определяется выходными параметрами:

(1)

Эффективность ŋeff = 65%, следовательно, выходная мощность :

 

(2)

                 

Для широкого диапазона входных напряжений (90…264 V_RMS), максимальная V_DC рассчитывается по формуле:

 

 

где D_ch — коэффициент периода заряда C_DC. Как видно из рисунка 2, он составляет около 0,2. Для широкого диапазона входного напряжения он составляет

 

10—15%

 

Рис. 2. Сглаженное выпрямленное напряжение

 

Тогда max/min V_DC будет определяться как:

(3)

 

(4)

 

D_max (максимальный рабочий цикл) меньше, чем 0,5. Отражённое напряжение на первичной обмотке и номинальное напряжение MOSFET-транзистора определяется следующим образом:

(5)

(6)

При уменьшении D_max напряжение на MOSFET-транзисторе будет уменьшаться. Следовательно, D_max выбирается в допустимом диапазоне напряжений и равно 0,45. Когда присутствует несколько выходных обмоток, D_max рассчитывается по минимальному выходному напряжению.

(7)

где V_r = V₀ + V_f, V_r — напряжение падения на выходном выпрямителе, Vf = 0,7 (В), таким образом Vr = 3,3 + 0,7 = 4 (В), где D = 0,45,

.

 

(8)

Округлив, получаем:
 

(9)

 

Есть два рабочих режима: непрерывный режим проводимости (CCM) и прерывистый режим проводимости (DCM). Рабочий режим определяется током нагрузки и входным напряжением. Следовательно, основная индуктивность устанавливается согласно максимальному выходному току и минимальному входному напряжению.
Ids_Пик проанализируем ниже (см. рис.3). В общем, для DCM K_RF = 1. Для CCM K_RF<1. Для широкого диапазона входного напряжения K_RF = 0,4…0,8. Возьмём K_RF = 0,7, пиковый ток MOSFET и ток RMS представлены следующим образом:

(10)

 

 

(I_EDC — средний ток, его величина показана на рисунке 3);

Рис. 3. Ток стока и коэффициент пульсаций KRF MOSFET

(11)

 

(12)

(13)

 

(14)

 

 

для

 

(15)

                     

 

L_pk рассчитывается ниже, согласно формулам (10), (13) и (15):

 

(16)

Выбранный тип трансформатора — EE-19, эффективная площадь которого A_e = 23,0 мм². Согласно закону Фарадея, электромагнитная индукция

(17)

 

 

где ∆B — изменение плотности магнитного потока (Т), что составляет 0,25~0,30 T для большинства ферритовых стержней ∆B = 0,28 подходит согласно изменениям температуры, рамкам проекта и т.д. Таким образом:

(18)

 

рассчитывается согласно Np =110 (18) и (9).

 

(19)

 

округляем до 6 и D_max≤0,45. Согласно формуле (7), N_p будет в диапазоне 110≤N_p≤120. На основании N₃₃ = 6, рассчитаем количество витков N₅ и N₁₂. Должно быть учтено напряжение выпрямительного диода V_p. Падение напряжения на диоде V_F = 0,6 (В) .  Таким образом V_N5 = 5,6; V₁₂ = 12,6; V_N3,3 = 3,3V + 0,6V = 3,9V. Следовательно, количество витков рассчитывается следующим образом:

 

(20)

 

 

(21)

Сначала должны быть определены режимы соединения обмоток. Поскольку обмотки  намотаны отдельно, ток обмотки составляет 0,85 A. Ток первичной обмотки представляет собой волну в виде последовательности треугольных импульсов. Рассчитывается по формуле:

 

(22)

 

Рассмотрим обмотку на 3,3 В. Выходной ток равен 0,85 A, следовательно, выходная мощность

P_3,3 = V_3,3|3,3 = 3,3×0,85 = 2,8 (Вт).                      (23)

Как указано выше, ŋ_eff = 65%, соответственно входная мощность для 3,3 В составляет:

 

(Вт) (24)

 

Согласно формулам (10) и (13), получаем:

(25)

(26)

 

Таким образом,.

 

Ток RMS обмоток 5В/12В может быть рассчитан таким же образом, что составит .

 

 

Рис. 4. Структурная схема обмоток трансформатора

Максимальное напряжение и ток RMS могут быть выражены так:

 

(27)

 

(28)

 

Круговой мил (CM) обычно используется для расчёта диаметра провода, CM = 5(A/ммP²) для первичной обмотки и CM = 8(A/мм²) для вторичной.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Количество витков вспомогательной обмотки N_b, рассчитаем согласно следующему соотношению:

 

Np = 120 (количество витков первичной обмотки);
N3,3 = 6 (количество витков обмотки 3,3 В);
N5 = 9 (количество витков обмотки 5 В);
N12 = 19 (количество витков обмотки 12 В);
Nb = 19 (количество витков вспомогательной обмотки);
Lp = 2,6 мГн (индуктивность первичной обмотки);
Ø dp = 0,18 мм (диаметр первичной обмотки);
Ø d3,3 = 0,45 мм (диаметр обмотки 3,3 В);
Ø d5 = 0,35 мм (диаметр обмотки 5);
Ø d12 = 0,12 мм (диаметр обмотки 12В).

Последовательная обмотка. При последовательной намотке первичной, вторичной и т.д. обмоток, индуктивность рассеяния составляет ~ 5%. Последовательная обмотка характеризуется низким уровнем электромагнитных помех, т.к. имеется только одна контактная поверхность между первичной и вторичной обмотками, но при этом эффективность преобразования хуже.
Промежуточная («сэндвич») обмотка. Вторичная обмотка находится внутри первичной, которая разделена на две обмотки. Индуктивность рассеяния составляет приблизительно 1—3%, характеризуется большим уровнем электромагнитных помех, но эффективность преобразования при этом лучше.
Первичная обмотка должна всегда быть самой внутренней, что минимизирует длину витка и уменьшает емкость обмотки. Если первичная обмотка будет внутренней, то уменьшатся помехи, наводимые от других элементов, расположенных в непосредственной близости от трансформатора. Кроме того, для источников питания AC/DC между первичными и вторичными обмотками должна быть предусмотрена трехслойная изоляция, а для DC/DC источников питания — двухслойная.
Silan Microelectronics имеет большой опыт в изготовлении компонентов ИИП. В числе покупателей продукции компании такие известные бренды как FSP, Astec.
Инженеры компании «НЕОН» готовы принять технические задания на разработку ИИП и совместно с инженерами Silan Microelectronics разработать схемное решение,  развести печатную плату, предоставить гербер и BOM. Со всеми вопросами просим обращаться к официальному дистрибьютору Silan в России и Болгарии ООО «НЕОН-ЭК»:  www.e-neon.ru.