Вход |  Регистрация
 
 
Время электроники Воскресенье, 19 января
 
 

Это интересно!

Ранее

Вопросы применения прецизионных компараторов

Компараторы достаточно часто используются в широком ряде приложений. Во многих случаях точность сравнения уровня напряжения не является критичной и может варьироваться в пределах нескольких сотен милливольт, например, в схеме формирования прямоугольных импульсов. Однако существует множество приложений с очень строгими требованиями к сравнению напряжений. В статье обсуждается несколько проблем, связанных с применением обычных компараторов для прецизионного детектирования уровня напряжений, и рассматривается новый прецизионный компаратор. Статья представляет собой сокращенный перевод [1]

Микросхемы Texas Instruments для нормализации и усиления сигналов датчиков

Измерение слаботочных сигналов

В статье рассмотрены вопросы измерения сигналов малой величины. В этом случае на результаты измерения могут существенно повлиять не только электромагнитные помехи, но и собственные шумы компонентов электронной схемы. Последние далеко не всегда принимаются в расчет при проектировании и иной раз уже на стадии испытания готового изделия ошибочно причисляются к электромагнитным помехам, отчего методы борьбы с ними оказываются неэффективны.

 

1 сентября

Проектирование аналоговых микросхем на МОП-транзисторах. Часть 2. Выбор режима работы и размеров МОП-транзисторов

Во второй части статьи (см. Часть 1 в ЭК8) на основе упрощенной модели МОП-транзистора и экспериментальных результатов измерений шумов даются рекомендации по проектированию аналоговых компонентов СБИС.



Выбор режимов работы и топологических размеров МОП-транзисторов

На основе соотношений (1)—(18) сформулируем рекомендации по определению режимов работы и топологических размеров МОП-транзисторов в аналоговых интегральных микросхемах (ИС).
1. При выборе типа активного элемента целесообразно сравнить транзисторы по граничной частоте fT, на которой переменный сигнал, протекающий через вход активного элемента, равен переменному сигналу в выходной цепи при условии короткого замыкания выходной цепи по переменному сигналу. Обычно граничная частота зависит от режима работы (рабочего тока и напряжения). Ее высокое максимальное значение позволяет обеспечить требуемую полосу пропускания при малом токе потребления. Для биполярных транзисторов fT соответствует частоте, на которой модуль малосигнального коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером равен единице (|h21e| = |iC/iB| = 1). Граничная частота вертикальных биполярных транзисторов определяется временем пролета носителей заряда через базу, которое не масштабируется при изменении топологических размеров транзистора. Изменение площади эмиттера приводит, в основном, к сдвигу максимума зависимости граничной частоты от эмиттерного тока [2].
Для МОП-транзисторов fT соответствует частоте, на которой |iD| = |iG|. На основании рисунка 3, соотношений (1), (8) и данных таблицы 1 получим:

(27)


(28),


при CGS >> CGB + CGD,

 

(29),

при CGS >> CGB + CGD,

 

(30),

 

где C∑G — суммарная емкость, соединенная с затвором.
Соотношения (28)—(30) справедливы для области насыщения ВАХ, причем (28), (29) — для длинноканальных, а (30) — короткоканальных транзисторов.
Таким образом, fT длинноканальных МОП-транзисторов, работающих в области насыщения ВАХ, не зависит от ширины затвора, обратно пропорциональна квадрату длины затвора и прямо пропорциональна разности напряжений затвор-исток и порогового VGS–VTH. Для короткоканальных МОП-транзисторов в области насыщения ВАХ fTSH обратно пропорциональна длине затвора и не зависит от напряжения затвора, если его величины достаточно для наступления короткоканальных эффектов.
2. Максимально возможный коэффициент усиления МОП-каскада с общим истоком KMAX в предположении бесконечно большой нагрузки в стоковой цепи составит для длинноканального,

(31),

 

(32),


(33),

а для короткоканального транзи­стора

 (34).


Знак минус в (31)—(34) указывает на то, что каскад с общим истоком является инвертирующим.
Полученные соотношения (31)—(34) позволяют рассчитать т.н. коэффициент качества, равный произведению граничной частоты на коэффициент усиления напряжения при разомкнутой цепи стока

(35),


(36).

Таким образом, для длинноканальных МОП-транзисторов величина fT·KMAX не зависит от рабочего режима. Увеличение полосы пропускания каскадов за счет увеличения напряжения на затворе приводит к уменьшению усиления и диапазона напряжения сток-исток, в котором транзистор работает в области насыщения ВАХ и обеспечивается высокое усиление.
3. Коэффициент усиления каскада K с общим истоком в области низких частот при работе с реальной нагрузкой определяется крутизной МОП-транзистора и суммарным сопротивлением всех цепей R∑D, соединенных со стоком, т.е. K ≈ R∑D·gM. Таким образом, при выборе требуемого сочетания усиления и тока потребления рекомендуется обращать внимание на отношение крутизны к току стока в режиме сильной (gM/ID) и слабой (gMW/IDW) инверсии

 

(37),


(38).

 

Для типовых величин параметров (NW = 1—2, φT = 26 мВ при 300 K) отношение gMW/IDW окажется в диапазоне 19...39 В–1, что значительно больше, чем в режиме сильной инверсии. Однако необходимо учитывать, что экспоненциальная зависимость тока стока от напряжения затвор-исток в подпороговой области может вызвать большую неидентичность рабочих токов и значительно ухудшить напряжение смещения операционных усилителей. Другим фактором, вызывающим различие характеристик МОП-каскадов, работающих в режиме слабой инверсии, является технологический разброс слабо контролируемого параметра NW. Заметим, что увеличение отношения W/L МОП-транзисторов приводит к росту β и величины максимального тока стока ID0W, при котором транзистор работает в подпороговой области ВАХ.
4. Увеличение обратного напряжения исток-подложка VSB приводит к уменьшению тока стока, крутизны, увеличению порогового напряжения VTH. При этом уменьшается влияние технологического разброса параметров на ВАХ и приведенный к затвору МОП-транзистора шум подложки. Такой режим работы целесообразно применять во входных каскадах для уменьшения уровня шумов и напряжения смещения нуля.
При проектировании топологии необходимо учитывать, что область полупроводника (body), в которой индуцируется токопроводящий канал МОП-транзистора, может быть как общей для всех элементов ИС полупроводниковой подложкой (substrate), так и областью кармана (well), изолированного от остальных элементов схемы. В технологических маршрутах изготовления МОП ИС с карманом n-типа канал в n-МОП-транзисторах индуцируется в единой для всех элементов схемы p-подложке, поэтому вывод b n-МОП-транзистора всегда соединен с самым отрицательным потенциалом схемы. В то же время на вывод b p-МОП может быть подан требуемый потенциал. Только технологические маршруты с формированием двух карманов предоставляют возможность соединения вывода b как n-МОП-, так и p-МОП-транзисторов с требуемыми узлами схемы.

3. Применение МОП-транзисто­ров в малошумящих усилителях

Одни из первых экспериментальных исследований шумов интегральных МОП-транзисторов позволили установить, что в области низких и средних частот приведенный к затвору шум значительно больше для n-канального МОП-транзистора по сравнению с p-канальным при прочих равных условиях, а увеличение обратного смещения подложки (кармана), в которой индуцируется канал, уменьшает уровень шумов в области средних частот.
Так, для техпроцесса изготовления БИС AMPLEX [11] спектральная плотность шумов p-канального транзистора размерами W/L = 11000/3 почти в 30 раз меньше, чем n-канального (см. рис. 5). При этом увеличение обратного смещения подложки от |VBS| = 0 до |VBS| = 5  В уменьшает спектральную плотность шумов от 4,8 нВ/√Гц до 1,8 нВ/√Гц  на частоте около 100 кГц (см. рис. 6).

Рис. 5. Зависимость квадрата приведенной к затвору спектральной плотности напряжения шумов от частоты для n- и p-канального МОП-транзистора с W/L=11000/3 при токе стока 1 мА и напряжении исток-подложка 5 В [11]

Рис. 6. Зависимость квадрата приведенной к затвору спектральной плотности напряжения шумов от частоты для p-канального МОП-транзистора с
W/L=11000/3 при токе стока 1 мА и обратном напряжении исток-подложка 0 и 5 В [11]

Подобное преимущество p-МОП-транзистора по сравнению с n-МОП экспериментально установлено для большинства промышленных технологий [6]. Кроме того, выявлено, что уровень фликер-шума и избыточного белого шума МОП-транзисторов зависит от особенностей конструкции и технологических процессов, применяемых для формирования транзисторов [6, 12, 13]. Несмотря на указанное, до получения экспериментальных данных, описывающих шумы транзисторов выбранного технологического маршрута, при разработке аналоговых компонентов СБИС можно рекомендовать применение результатов измерений МОП-транзисторов, сформированных по промышленной технологии изготовления микросхем с минимальным размером элементов 0,25 мкм (0,25 мкм МОП-транзисторов) [5]. Особенностями типовой структуры таких транзисторов являются:
– толщина подзатворного окисла — 5,5 нм;
– отдельное формирование карманов для n-МОП- и p-МОП-транзисторов (twin well process) и изоляция элементов с помощью канавок;
– применение силицида Ti на поликремниевых затворах и полупроводниковых областях.
Измерения уровня шумов было выполнено для области насыщения ВАХ в режиме слабой (ID = 30 мкА), средней
(ID = 500 мкА) и сильной инверсии (ID = 20 мА) для транзисторов, ширина затвора которых составляла W = 2000 мкм, а длина выбиралась из ряда L = 0,36; 0,5; 0,64; 0,78; 1,2  мкм [5].
Результаты измерений показаны на рисунках 7—9. На основе анализа полученных результатов можно сделать следующие выводы.

Рис. 7. Зависимость коэффициента фликер-шума KFP,N от длины затора L для 0,25 мкм МОП-транзисторов [5]

Рис. 8. Зависимость фактора избыточного белого шума Г от длины затора L для 0,25 мкм МОП-тран­зисторов [5] (Г учитывает шум сопротивления затвора и подложки)

Рис. 9. Зависимость фактора избыточного белого шума Г от длины затора L для 0,25 мкм МОП-транзисторов [5] (из результатов измерений удален шум подложки)

– Показатель степени фликер-шума EF изменяется в диапазоне 0,9...0,98 для n-МОП-транзистора и в диапазоне 0,8...0,9 для p-МОП, что близко к идеальному значению.
– Зависимость коэффициента фликер-шума KFP,N транзисторов от длины затвора приведена на рисунке 7. Значения для слабой инверсии не показаны, т.к. они очень близки к данным для средней инверсии. Очевидно, что KFN  > KFP (нижний индекс N и P указывает тип проводимости канала), причем величина KFP,N в режиме сильной инверсии больше, чем в средней, и фликер-шумы n-МОП-транзистора значительно возрастают при малой длине канала.
– Фактор избыточного белого шума  Г больше для n-МОП-транзистора, чем для p-МОП. Он возрастает при увеличении тока стока, а также имеет тенденцию к росту для короткой длины затвора (см. рис. 8). В то же время величина Г в режиме слабой и средней инверсии очень близка к идеальному значению для транзисторов с любой допустимой длиной затвора и типом проводимости канала.
– На рисунке 9 показан фактор избыточного белого шума без учета шума, вызываемого сопротивлением подложки, что привело к значительному уменьшению величины Г в режиме сильной инверсии по сравнению с данными рисунка 8.
Таким образом, при проектировании малошумящих ИС по МОП-технологии с минимальной проектной нормой 0,25 мкм следует избегать применения короткоканальных n-МОП-транзисторов и выбирать режим работы, соответствующий слабой или средней инверсии.
Для сравнения уровня шумов в [4] предложено использовать частоту fN,P, на которой n-МОП- и p-МОП-транзисторы имеют одинаковую спектральную плотность суммарных шумов

(39),

 

(40),

 

где fCP — частота излома, на которой равны спектральные плотности напряжения белого и фликер-шумов, а нижний индекс N и P в (39), (40) указывает тип проводимости канала.
Если частота обрабатываемых аналоговым устройством сигналов удовлетворяет условию f > fN,P, то n-МОП-транзистор имеет лучшие шумовые характеристики, чем p-МОП.
При малой плотности тока, соответствующей или близкой режиму слабой инверсии, крутизна МОП-транзисторов не зависит от типа проводимости канала, размеров затвора и определяется только величиной тока стока. При этом gMP ≈ gMN, и частота fN,P значительно возрастает.
В заключение отметим, что для обеспечения высокой крутизны и, следовательно, малого уровня белого шума МОП-транзисторы проектируют с большим отношением W/L, а также уменьшают влияние сопротивлений полупроводниковых областей истока, стока, подложки на уровень суммарного шума с помощью применения вафельной (waffle iron) топологии (см. рис. 10) [11].

                        а)

                        б)

                                      в)

Рис. 10. Конструкция малошумящего p-МОП-транзистора микросхемы AMPLEX:
а) — топология; б) — соединение областей истока и стока; в) — типовая структура [11]

Выводы

1. Рассмотрена упрощенная модель МОП-транзистора, позволяющая выполнять расчеты малосигнальных параметров и уровня шумов аналоговых схем с учетом конструктивно-технологических характеристик структуры.
2. Получены математические соотношения, связывающие граничную частоту и максимально возможный коэффициент усиления с топологическими размерами и режимом работы МОП-транзисторов.
3. На основе математических соотношений и экспериментальных результатов измерений шумов разработаны рекомендации по проектированию аналоговых ИС на МОП-транзисторах.
4. Сформулировано положение о том, что при проектировании малошумящих МОП ИС по технологии с минимальной проектной нормой 0,25 мкм целесообразно избегать применения короткоканальных n-МОП-транзисторов и выбирать режим работы, соответствующий слабой или средней инверсии.

Литература

11. Beuville E. AMPLEX. A low-noise, low-power analog CMOS signal processor for multielement silicon particles detectors. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1990. Vol. A288. P. 157—167.
12 Barnaby H. [et al.]. Analysis of bipolar linear circuits response mechanisms for high and low dose rate total dose irradiations. IEEE Transactions on Nuclear Science. 1996. Vol. NS–43, No 6. P. 3040—3048.
13 Santiard J.C. [et al.]. Noise and speed characteristics of test transistors and charge amplifiers designed using a submicron CMOS technology. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1996. Vol. A380. P. 350—352.



Вы можете скачать эту статью в формате pdf здесь.
Оцените материал:

Автор: Олег Дворников, д.т.н., ОАО «МНИПИ», г. Минск, Виталий Гришков, м.т.н., НТЦ «Белмикросистемы», г. Минск, Тимофей Натаров, м.т.н., НТЦ «Белмикросистемы», г. Минск



Комментарии

0 / 0
0 / 0

Прокомментировать





 

Горячие темы

 
 




Rambler's Top100
Руководителям  |  Разработчикам  |  Производителям  |  Снабженцам
© 2007 - 2020 Издательский дом Электроника
Использование любых бесплатных материалов разрешено, при условии наличия ссылки на сайт «Время электроники».
Создание сайтаFractalla Design | Сделано на CMS DJEM ®
Контакты