Вход |  Регистрация
 
 
Время электроники Вторник, 23 октября
 
 


Это интересно!

Новости


Обзоры, аналитика


Интервью, презентации

Ранее

Проектирование аналоговых микросхем на МОП-транзисторах. Часть 2. Выбор режима работы и размеров МОП-транзисторов

Во второй части статьи (см. Часть 1 в ЭК8) на основе упрощенной модели МОП-транзистора и экспериментальных результатов измерений шумов даются рекомендации по проектированию аналоговых компонентов СБИС.

Вопросы применения прецизионных компараторов

Компараторы достаточно часто используются в широком ряде приложений. Во многих случаях точность сравнения уровня напряжения не является критичной и может варьироваться в пределах нескольких сотен милливольт, например, в схеме формирования прямоугольных импульсов. Однако существует множество приложений с очень строгими требованиями к сравнению напряжений. В статье обсуждается несколько проблем, связанных с применением обычных компараторов для прецизионного детектирования уровня напряжений, и рассматривается новый прецизионный компаратор. Статья представляет собой сокращенный перевод [1]

Микросхемы Texas Instruments для нормализации и усиления сигналов датчиков

 

1 сентября

Проектирование аналоговых микросхем на МОП-транзисторах. Часть 1. Малосигнальная модель МОП-транзистора с источниками шумов

В статье рассматривается упрощенная модель для описания характеристик МОП-транзисторов в режимах слабой и сильной инверсии, учитывающая особенности интегрального исполнения.



Введение

Современные сложно-функ­цио­наль­ные СБИС типа «система на кристалле» обычно осуществляют аналого-цифровую обработку входных сигналов. Реализация цифровых устройств наиболее эффективна на МОП-элементах, поэтому системы на кристалле и входящие в них аналоговые компоненты предпочитают изготавливать по МОП-технологиям [1]. Переход к субмикронным размерам интегральных элементов позволяет значительно увеличить быстродействие и количество выполняемых цифровых функций на одном полупроводниковом кристалле, но в то же время усложняет проектирование аналоговых компонентов. Так, МОП-транзисторы с малой длиной затвора обладают рядом особенностей, ограничивающих их применение в аналоговых блоках, а именно: значительный разброс порогового напряжения и крутизны, приводящий к появлению большого напряжения смещения операционных и дифференциальных усилителей; высокий уровень низкочастотного шума типа 1/f; малая величина выходного малосигнального сопротивления и усиления каскадов с активной нагрузкой; невысокое пробивное напряжение p-n-переходов и промежутка сток-исток, вызывающее снижение напряжения питания и уменьшение динамического диапазона [2].
Наличие указанных недостатков субмикронных МОП-транзисторов объясняет существующий подход к проектированию, заключающийся в том, что прецизионные аналоговые компоненты предпочитают разрабатывать на биполярных транзисторах, предельно малые значения входных токов обеспечиваются с помощью малошумящих полевых транзисторов с p-n-переходом, а для создания СнК с высококачественной аналоговой частью применяют совмещенные технологические маршруты, позволяющие формировать на одной полупроводниковой подложке МОП-, биполярные и полевые транзисторы с p-n-переходом [2]. К сожалению, высокая стоимость изготовления микросхем по совмещенным технологиям ограничивает область их применения.
Проведенный нами анализ аналого-цифровых СБИС ядерной электроники позволяет утверждать, что в ряде случаев для достижения экономической эффективности разработки целесообразно использование промышленных субмикронных МОП-технологий, а для получения компромиссного сочетания параметров аналоговых компонентов следует осуществлять правильный выбор типа проводимости канала, топологических размеров и режимов работы МОП-транзисторов [3—6].
Известно, что схемотехническое и топологическое проектирование СБИС базируется на использовании информации, содержащейся в описании маршрута проектирования (Process Design Kit — PDK), создаваемом на предприятиях-изготовителях интегральных микросхем. В PDK включены параметры моделей транзисторов, сравнительные результаты моделирования и измерений вольтамперных характеристик (ВАХ) транзисторов, технические требования и правила проектирования топологии [7, 8]. Однако в PDK часто нет конкретных рекомендаций по выбору режима работы и размеров транзисторов, что увеличивает продолжительность этапа схемотехнического проектирования из-за необходимости проведения многовариантной параметрической оптимизации для обеспечения требуемых характеристик аналоговых компонентов.
С нашей точки зрения, перед выполнением схемотехнического моделирования необходимо оценить возможность изменения основных параметров аналоговых компонентов с помощью упрощенных математических соотношений или экспериментальных результатов для типовых технологических маршрутов. При этом необходимо учитывать, что ВАХ МОП-транзисторов различны в линейной области и области насыщения, в режиме сильной и слабой инверсии, для длинноканальных и короткоканальных транзисторов, а субмикронные МОП-транзисторы чаще всего функционируют либо в режиме слабой инверсии, либо в переходной области между слабой и сильной инверсией.
Целью данной работы является адаптация малосигнальной модели МОП-транзистора для упрощенных аналитических расчетов и разработка, в т.ч. на ее основе, рекомендаций по проектированию аналоговых МОП-компонентов.

Малосигнальная модель МОП-транзистора

Основные параметры аналоговых устройств (коэффициент усиления, входное и выходное сопротивление, полоса пропускания, площадь усиления) определяются на малом сигнале, поэтому для их расчета необходимо применять малосигнальные эквивалентные электрические схемы транзисторов, характеризующие режимы работы, в которых переменный сигнал намного меньше постоянного, определяющего рабочую точку. Наиболее распространенная малосигнальная эквивалентная электрическая схема n-канального транзистора (n-МОП) с источниками шумов показана на рисунке 1 [9].

Рис. 1. Малосигнальная эквивалентная электрическая схема n-МОП-транзистора с источниками шумов

При расчетах вручную целесообразно ток стока как n-МОП-, так и p-МОП-транзисторов считать положительным и для описания характеристик p-МОП применять соотношения n-МОП-транзистора с учетом изменения полярности напряжения путем перестановки нижних индексов, описывающих выводы. Например, напряжения VDS, VGS в соотношениях для n-МОП-транзистора необходимо изменить на VSD, VSG для p-МОП. Кроме того, при выполнении аналитических расчетов допустимо пренебречь малосигнальными проводимостями p-n-переходов подложка-сток gBD, подложка-исток gBS, источниками, вносящими незначительный уровень шумов (INRD, INRS, INRG, которые описывают шум сопротивлений стока RD, истока RS, затвора RG), и перерасчитать влияние остальных источников шумов к входу схемы, обычно к затвору.
При перерасчете источников шумов часто применяют следующий подход:
– уровень тепловых шумов сопротивления подложки характеризуют ис­точ­ником напряжения VNRB ( V2NRB = I2NRB  ), соединенным последовательно с сопротивлением подложки RB;
– источник напряжения шумов VNRB перерасчитывают в источник тока INRBD, подключенный параллельно каналу МОП-транзистора, с помощью крутизны при управлении подложкой g;
– источники тока шумов INRBD, IND перерасчитывают в источники напряжения шумов VNRBG, VNDG, последовательно соединенные с затвором, с помощью крутизны gM.
Порядок преобразования источников шумов иллюстрирует рисунок 2, а полученная упрощенная эквивалентная схема МОП-транзистора показана на рисунке 3.

Рис. 2. Порядок преобразования источников шумов МОП-транзистора

Рис. 3. Малосигнальная эквивалентная схема МОП-транзистора для аналитических расчетов

В соответствии с моделью, для «внутреннего» транзистора не учитывается падение напряжения на полупроводниковых областях, и справедливы следующие соотношения [9, 10].
При VDS ≥ VGS – VTH, VGS > VTH (область насыщения ВАХ в режиме сильной инверсии):

, (1)
, (2)
VDSAT = VGS – VTH , (3)
gMB ≈ ηgM , (4)
, (5)
gDS = IDSATλ , (6)
, (7)

gMSH ≈ WvSATCOX

 

,

 

(8)

 

gDSSH=IDSATSHλSH , (9)


IDSATSH = WvSATCOX(VGS – VTH – VDSATSH). (10)

 

При VDS < VGS – VTH, VGS > VTH (линейная область ВАХ в режиме сильной инверсии):

 

gML = βVDS,                    (11)

 

gMBL = ηgML,                   (12)

 

, (13)

 

gDSL ≈ gM при |VDS| << |VDSAT|.     (14)


При VDS ≥ 4φT, VGS < VTH – 4φT (область насыщения ВАХ в режиме слабой инверсии, так называемая подпороговая область):

,  (15)
      

gMBW = ηgMW,                  (16)

 

gDSW ≈ IDWλW,                   (17)

 

,  (18)


где gM, gMW — малосигнальная передаточная проводимость (крутизна) при управлении затвором в режиме сильной и слабой инверсии; g, gMВW — крутизна при управлении подложкой в режиме сильной и слабой инверсии; gDS, gDSL — малосигнальная выходная проводимость в насыщении и линейной области в режиме сильной инверсии; gDSW — малосигнальная выходная проводимость в насыщении в режиме слабой инверсии; ID — ток стока в рабочем режиме; IDSAT, IDSATSH — ток стока при VDS = VDSAT и VDS = VDSATSH; IDW — ток стока в подпороговой облас­ти ВАХ; ID0W — ток стока при VGS = VTH; VGS, VDS, VBS — напряжение затвор-исток, сток-исток, подложка-исток; VDSAT — напряжение сток-исток, соответствующее переходу из линейной области ВАХ к области насыщения, которое для короткоканальных транзисторов (VDSATSH) обычно меньше, чем для длинноканальных, т.е. |VDSATSH| < < |VGS — VTH|; VTH — пороговое напряжение при VBS ≠ 0; β — удельная крутизна передаточной характеристики; KP = μCOX — удельная крутизна при управлении затвором; μ — подвижность основных носителей заряда в канале МОП-транзистора; COX — удельная емкость подзатворного окисла; W, LEFF — ширина и эффективная длина затвора, учитывающая боковой уход; CDEP — удельная емкость p-n-перехода канала МОП-транзистора-подложка; λ — коэффициент, характеризующий выходную проводимость в области насыщения ВАХ. Для длинноканальных транзисторов λ ~ 1/LEFF — коэффициент модуляции длины канала напряжением VDS; для короткоканальных транзисторов величина λSH определяется влиянием нескольких факторов, в т.ч. модуляцией подвижности носителей заряда; vSAT — скорость насыщения носителей заряда в канале; RCH — сопротивление канала МОП-транзистора в линейной области ВАХ в режиме сильной инверсии; NW — фактор, характеризующий отклонение ВАХ в подпороговой области от экспоненты; обычно величина NW составляет 1...2; φT = kT/q — температурный потенциал; k — постоянная Больцмана; T — абсолютная температура; q — заряд электрона.
Здесь и далее нижними индексами SH отмечены параметры короткоканального (short channel) транзистора, индексом W — параметры в области слабой (weak) инверсии. Кроме того, индекс L указывает на принадлежность параметра к линейной области ВАХ, в которой МОП-транзистор функционирует как резистор, управляемый напряжением VGS – VTH.
Величины емкостей эквивалентной схемы, в зависимости от режима работы, показаны в таблице 1.

Таблица 1. Величины емкостей эквивалентной схемы рисунка 1 [10]

Параметр

Режим работы для n-МОП

VGS VTH

VDS < VGS - VTH, VGS > VTH

VDS   VGS VTH' VGS > VTH

CGD

CGDO W

0,5W L COX

CGDO W

CBD

CDEP AD

CDEPAD

CDEPAD

CGB

W LEFF COX + CGBO L

CGBO L

CGBO L

CGS

CGSO W

0,5W L COX

2W L COX/3

CBS

CDep AS

CDEP AS

CDEP AS

где CGS, CGD, CGB — емкость затвор-исток, затвор-сток, затвор-подложка;
CBD, CBS — емкость p-n-перехода подложка-сток, подложка-исток;
CGDO — удельная емкость перекрытия затвор-сток (на единицу ширины канала) за счет боковой диффузии;
CGSO — удельная емкость перекрытия затвор-исток (на единицу ширины канала) за счет боковой диффузии;
CGBO — удельная емкость перекрытия затвор-подложка за счет выхода затвора за пределы канала;
L — длина затвора;
AS, AD — площадь полупроводниковой области истока, стока, соответственно.

 

Суммарный уровень шумов МОП-транзистора характеризует источник напряжения VNM∑, среднеквадратическое значение которого в полосе частот f1...f2 рассчитывается с помощью соотношений

,

(19)

, (20)
,  (21)
,  (22)
, (23)

в области насыщения ВАХ в режиме сильной инверсии при γNOISE = 2/3

, (24)

где SVNM∑ — приведенная к затвору спектральная плотность напряжения суммарных шумов; f — частота; SVN1/FG, SVNRBG, SVNCHG — приведенная к затвору спектральная плотность напряжения шумов, вызванных фликер-шумом, сопротивлением подложки RB, тепловыми шумами канала (белый шум); KFP,N — коэффициент фликер-шума транзистора с конкретным типом проводимости канала (p- или n-); EF — показатель степени фликер-шума; γNOISE — коэффициент, зависящий от режима работы МОП-транзистора, а именно γNOISE = 2/3 — для области насыщения; γNOISE = 1 — для линейной области; γNOISE = 1/2 — для области насыщения в режиме слабой инверсии [10].
В [5] приведено выражение для расчета коэффициента γNOISE в области насыщения ВАХ в зависимости от отношения тока стока в рабочем режиме ID к максимальной величине тока стока в подпороговой области (параметр ID0W) в виде

(25)
, (26)

где u — переменная, характеризующая степень инверсии.
При u = 1 МОП-транзистор работает в режиме средней, u << 1 — слабой, u >> 1 — сильной инверсии. Графиче­ская иллюстрация соотношения (25) показана на рисунке 4.

Рис. 4. Графическая иллюстрация соотношения (25)

Для короткоканальных МОП-транзисторов коэффициент γNOISE  иногда заменяют на γNOISE · Г, где Г — фактор избыточного белого шума. Вследствие затруднений с экспериментальной идентификацией параметров, характеризующих отдельные источники шумов, обычно с помощью фактора Г учитывают влияние на суммарный уровень шумов сопротивления подложки, затвора, истока, стока, эффекты горячих носителей заряда в коротком канале, влияние высокой плотности ловушек на поверхности и др. [5].

Полное описание модели МОП-тран­зис­тора можно получить по за­просу на адрес Oleg_Dvornikov@tut.by

Литература

1. Адамов Ю.Ф. Системы на кристалле в современной электронике. Мик­ро­сис­тем­ная техника. 2004. № 5. С. 34–38.
2. Абрамов И.И. Проектирование аналоговых микросхем для прецизионных измерительных систем. Минск: Акад. упр. при Президенте Респ. Беларусь, 2006. 286 с.
3. French M.J.  [et al.]. Design and results from the APV25, a deep sub-micron CMOS front-end chip for CMS tracker. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 2001. Vol. A466. P. 359–365.
4. Manghisoni M. [et al.]. Low noise design criteria for detector readout systems in deep submicron CMOS technology. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 2002. Vol. A478. P. 362–366.
5. Anelli G. [et al.]. Noise characteri­zation of a 0.25 um CMOS technology for LHC experiments. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 2001. Vol. A457. P. 361–368.
6. O’Connor P. [et al.]. Prospects for charge sensitive amplifiers in scaled CMOS. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 2002. Vol. A480. P. 713–725.
7. TSMC 0.18um mixed signals/RF 1P6M salicide 1.8V/3.3V design rule.
8. TSMC 0.18um mixed signals 1P6M salicide 1.8V/3.3V SPICE models.
9. Pspice. Reference Guide. Mode of access//www.orcad.com.
10. Baker R.J. CMOS. Circuit design, layout and simulation. Piscataway: IEEE Pres, 2005. 1038 p.



Вы можете скачать эту статью в формате pdf здесь.
Оцените материал:

Автор: Олег Дворников, д.т.н., ОАО «МНИПИ», г. Минск; Виталий Гришков, м.т.н., НТЦ «Белмикросистемы», г. Минск; Тимофей Натаров, м.т.н., НТЦ «Белмикросистемы», г. Минск



Комментарии

0 / 0
0 / 0

Прокомментировать





 

 
 




Rambler's Top100
Руководителям  |  Разработчикам  |  Производителям  |  Снабженцам
© 2007 - 2018 Издательский дом Электроника
Использование любых бесплатных материалов разрешено, при условии наличия ссылки на сайт «Время электроники».
Создание сайтаFractalla Design | Сделано на CMS DJEM ®
Контакты