Вход |  Регистрация
 
 
Время электроники Суббота, 23 июня
 
 

Это интересно!

Новости

Россияне создали «первый в мире» телефон, не требующий АТС и серверов


Обзоры, аналитика


Интервью, презентации

Ранее

Высокие токи управления и малое падение напряжения на цепочке светодиодов снижают эффективность системы освещения

В статье рассматриваются вопросы оптимизации системы освещения на базе светодиодных ламп замены с точки зрения повышения эффективности и увеличения срока службы системы. Определены характеристики перспективных светодиодных ламп замены и проанализированы источники потерь мощности в схеме драйвера светодиода. Приведены ключевые факторы, которые влияют на падение общей эффективности светодиодной системы освещения. На базе сравнительного анализа двух конфигураций светодиодов предложены рекомендации по повышению эффективности и увеличению срока службы системы освещения. Статья представляет собой перевод [1].

Выбор топологии преобразователя

В статье подробно рассмотрены популярные топологии силовых преобразователей: обратноходовая, прямоходовая, мостовая, полумостовая и резонансная. Для каждой из них указаны области применения. Приведены поясняющие схемы и комментарии. Статья представляет собой сокращенный перевод [1].

Выбор наилучшего DC/DC-преобразователя

При выборе микросхем управления питания у разработчика зачастую разбегаются глаза от разнообразия вариантов. Описанный в статье алгоритм выбора, созданный в National Semiconductor, поможет принять инженеру правильное решение.

Реклама

По вопросам размещения рекламы обращайтесь в отдел рекламы

Реклама наших партнеров

 

20 марта

Безмостовой ККМ-преобразователь с КПД выше 98% и коэффициентом мощности 0,999. Часть 3

В статье описан однокаскадный изолированный AC/DC-преобразователь с коррекцией коэффициента мощности (PFC). Преобразователь работает напрямую от сети переменного тока, поскольку в нем отсутствует входной мостовой выпрямитель, характерный для традиционных PFC-преобразователей, в которых для достижения развязки требуется применять два, а иногда и три, промежуточных каскада. Публикация является продолжением статьи этого автора (см. ЭК8, ЭК11 за 2010 г.).



Описываемый преобразователь имеет высокие технические характеристики: коэффициент мощности 0,999 и 1,7% THD (THD — суммарный коэффициент гармоник). Гальваническая развязка обеспечивается трансформатором. Введение магнитной цепи, состоящей из одного компонента и схемы из трех ключей, незначительно усложнило схему по сравнению со схемой традиционного трехкаскадного преобразователя с 14 ключами и 4 магнитными компонентами.

Как показано на рисунках 1а, б, одним из способов реализации развязки является введение в схему мостового повышающего преобразователя. Следует отметить сложность такого преобразователя, а также тот факт, что на выпрямленный ток, протекающий через катушку индуктивности, будут накладываться высокочастотные помехи, которые надо подавлять при помощи дополнительного входного высокочастотного фильтра. Наличие 12 ключей приводит к появлению больших потерь на нагрев и переключение.

Рис.1. а) Схема мостового диодного выпрямителя совместно с мостовым преобразователем б) Диаграмма выпрямленного сетевого тока с наложенными на него высокочастотными помехами в изолированном повышающем PFC-преобразователе, показанном на рисунке 1а

В литературе сообщалось, что самая высокая эффективность двухкаскадных преобразователей, использующих дополнительные переключатели для достижения резонансных переходов и снижения потерь на переключение, составляла 87%. Однако в случае необходимости преобразования мощности боле 1 кВт чаще применяется трехкаскадный способ преобразования, проиллюстрированный рисунком 2а, где за входным мостовым преобразователем следует изолированный мостовой повышающий PFC. В этой схеме работают 14 ключей. Максимальная эффективность такого подхода возрастает до 90%, т.е. выше, чем в предыдущем случае. Поэтому трехкаскадные схемы преобразования используются практически во всех существующих приложениях, связанных с высокой мощностью.

Рис. 2. а) схема повышающего PFC, который следует за входным мостовым выпрямителем и использует 14 ключей; б) схема повышающего PFC, который следует за входным мостовым выпрямителем и использует 10 ключей

На рисунке 2б показан альтернативный подход, годный для малой и средней мощности, отличающийся уменьшенным количеством ключей. Несмотря на то, что здесь количество ключей снижено до 10, проблема заключается в том, что четыре переключателя в прямоходовом преобразователе, расположенные как в первичной, так и во вторичных цепях, работают в режиме гораздо больших напряжений, чем аналогичные устройства в двухкаскадном мостовом преобразователе.

Новый изолированный безмостовой PFC

Очевидно, что все существующие AC/DC-преобразователи с функцией PFC и развязкой используют конфигурацию из трех каскадов преобразователей (мостового выпрямителя и следующих за ним двух DC/DC-преобразователей). Ввиду наличия трех каскадов преобразования мощности в таких схемах возрастают энергетические потери и снижается общая эффективность.

Безмостовой PFC-преобразователь, показанный на рисунке 3а, способен работать напрямую от сети и обходиться без входного мостового выпрямителя. На рисунке 3б показан его рабочий цикл управления модуляцией.

Рис. 3. а) принципиальная схема безмостового PFC с единственным управляющим ключом S; б) состояние единственного управляющего ключа S в безмостовом PFC, показанном на рисунке 3а

Преобразователь имеет только три ключа и работает на основе нового гибридного метода переключения. Несмотря на наличие в схеме резонансной катушки индуктивности и резонансного конденсатора, использование такого метода переключения ведет к тому, что коэффициент передачи по постоянному напряжению определяется только параметрами рабочего цикла. И следует отметить, что как при отрицательном, так и при положительном входном напряжении он совпадает с коэффициентом передачи по постоянному напряжению обычного повышающего преобразоваиеля, что автоматически приводит к выпрямлению напряжения сети без применения входного мостового выпрямителя.

Очевидно, что теперь необходимо найти простой и эффективный способ введения развязки в безмостовой PFC-преобразователь. Желательно при этом не увеличивать количество ключей (как это было в случае простого повышающего преобразователя) и получить простой и эффективный развязывающий трансформатор. Обе поставленные задачи можно решить, проведя последовательные преобразования эквивалентной схемы, показанные на рисунках 4а—в. Отметим, что для упрощения обозначений соответствующих компонентов в стационарном режиме в этих эквивалентных схемах входное напряжение рассматривается как источник постоянного положительного напряжения Vg. Реальные AC/DC-преобразователи питаются от источников переменного напряжения Vg(t).

Рис. 4. Пошаговые трансформации эквивалентных схем для введения развязывающего трансформатора в неизолированный безмостовой PFC

Сначала резонансный конденсатор делится на два последовательных конденсатора Cr1 и Cr2, как показано на рисунке 4а. После чего между общей точкой этих конденсаторов А и землей G подключается катушка индуктивности Lm, как показано на рисунке 4б. Теперь оба конденсатора подключены к двум разным постоянным напряжениям V1 и V2, соответственно. Эти напряжения могут быть найдены при помощи метода вольт-секундного баланса двух катушек индуктивности L и Lm. Однако более быстрый способ — применение нескольких упрощений. Например, в контуре, состоящем из входного источника, двух катушек индуктивности L и Lm и резонансного конденсатора Cr1, сумма напряжений вдоль этого контура должна быть равна нулю. Но поскольку результирующее среднее напряжение на катушках индуктивности равно нулю, их вклад в постоянное напряжение также равен нулю, получается, что напряжение на резонансном конденсаторе Cr1, V1, должно равняться напряжению входного источника Vg, а его полярность должна соответствовать показанной на рисунке 4б. С другой стороны, во время интервала включения (ТON) два резонансных конденсатора оказываются включенными параллельно через катушку индуктивности Lm,
поэтому постоянное напряжение V2 на резонансном конденсаторе Cr2 должно равняться напряжению V1 или:

V1 = V2 = Vg. (1)

Теперь можно оценить напряжение на катушке индуктивности Lm в интервале ТOFF:

(2)

.

Поскольку выходное напряжение не менялось в ходе преобразования эквивалентных схем, оно остается равным:

. (3)

Это доказывает тот факт, что при любых рабочих циклах с коэффициентом заполнения D для индуктивности Lm автоматически настраивается вольт-секундный баланс. Поэтому ее можно заменить на двухобмоточный трансформатор с соотношением витков в обмотках 1:1, как показано на рисунке 4в.

На рисунках 5а и 5б показаны временные диаграммы напряжений на двух резонансных конденсаторах. Для получения напряжения, равного Vg, на такое же постоянное напряжение накладываются два противофазных пульсирующих напряжения, т.е. в течение интервала ТOFF, первый резонансный конденсатор Cr1 заряжается, в то время как второй конденсатор Cr2 разряжается. Соответственно, во вторую половину цикла ТON процесс повторяется с точностью до наоборот. Поэтому результирующее пульсирующее напряжение на последовательных конденсаторах равно удвоенному напряжению пульсаций на каждом конденсаторе и не содержит постоянной составляющей, как показано на диаграмме 5в.

Рис. 5. Характерные диаграммы сигналов преобразователя, показанного на рисунке 4в: а) диаграмма напряжения на резонансном конденсаторе первичной цепи Cr1; б) диаграмма напряжения на резонансном конденсаторе вторичной цепи Cr2; в) диаграмма пульсирующего напряжения на двух конденсаторах Cr1 и Cr2.

Отметим также, что для интервала ТON справедлива эквивалентная схема, показанная на рисунке 6а.

Рис. 6. а) модель эквивалентной резонансной схемы преобразователя, показанного на рисунке 4б; б) упрощенная модель резонансной схемы модели, показанной на рисунке 6а

 Поскольку катушка намагничивания обладает большой индуктивностью Lm, ее импеданс также велик, поэтому она несильно нагружает схему и может быть из нее удалена. Результирующая модель резонансной схемы показана на рисунке 6б. При помощи этой схемы можно оценить величину эквивалентного резонансного конденсатора Cr:

(4)

.

Следовательно, данную диаграмму резонансных токов, аналогичную полученной ранее для неизолированного преобразователя, показанного на рисунке 3а, и соответствующие аналитические результаты можно напрямую применить к изолированному преобразователю.

Отметим, что проведенный выше анализ может быть применен и для отрицательного входного напряжения. Даже несмотря на то, что стационарные состояния на двух резонансных конденсаторах Cr1 и Cr2, а также полярности на них теперь будут меняться соответствующим образом, коэффициент передачи по постоянному напряжению, определенный выражением (3), будет оставаться неизменным. Таким образом, первоначальная цель введения развязывающего трансформатора в структуру неизолированного преобразователя с минимальными изменениями, не нарушающими его работу, достигнута: изолированная конфигурация также имеет три переключателя с одним управляющим ключом в первичной цепи и двумя пассивными диодными ключами во вторичной цепи.

Теперь можно изменить соотношение витков в обмотках трансформатора с 1:1 на Np:Ns (Np — количество витков в первичной обмотке, а Ns — количество витков во вторичной обмотке), что приведет к изменению соотношения постоянных напряжений:

(5)

.

В дополнение к развязке такое решение добавляет схеме гибкость, поскольку позволяет понижать выходное постоянное напряжение до любого заданного значения через соотношение витков в обмотках развязывающего трансформатора.

Отметим, что контроллер ИС безмостового PFC теперь находится в первичной цепи преобразователя, как показано на рисунке 7а, что приводит к искажению диаграммы сетевого тока (см. рис. 7б). Из последнего рисунка видно, что на низкочастотный (50 Гц) сетевой ток накладываются высокочастотные пульсации входной катушки индуктивности (с частотой переключения, например, 50 кГц). Высокочастотный пульсирующий ток переключений затем фильтруется отдельным высокочастотным фильтром, стоящим на входе преобразователя.

Рис. 7. а) принципиальная схема изолированного безмостового PFC- преобразователя с единственным управляемым ключом S, контролируемым чипом ИС безмостового PFC; б) высокочастотные помехи, наложенные на 50-Гц входной переменный ток сети и вызванные переключениями при работе изолированного безмостового PFC-преобразователя, показанного на рисунке 7а

Достоинства развязывающего трансформатора

Процедура внесения в схему развязывающего трансформатора, описанная выше, также выявила некоторые его ключевые преимущества по сравнению с развязывающими трансформаторами в традиционных изолированных прямоходовых и обратноходовых преобразователях. Это проиллюстрировано на рисунке 8, где показаны петли гистерезиса трансформаторов в рассматриваемых преобразователях в координатах В–Н.

Рис. 8. Сравнение рабочих характеристик B–H контуров трёх типов развязывающих трансформаторов, используемых в: а) изолированных безмостовых PFС-преобразователях; б) прямоходовых преобразователях; с) обратноходовых преобразователях

Во-первых, развязывающий трансформатор прямоходового преобразователя использует только половину всей В–Н петли, поскольку магнитный поток трансформатора при помощи входного ключа и входного источника напряжения направлен в одну сторону, однако здесь необходим механизм сброса, возвращающий магнитный поток в исходное нулевое положение магнитного потока переменного тока. Механизм сброса либо использует третью обмотку, либо является сбросом по типу обратного хода, известным как сброс при ограничении напряжения (voltage clamp) в прямоходовых преобразователях, что представляет собой наиболее распространенное решение.

Развязывающий трансформатор в обратноходовых преобразователях (также как в прямоходовых) использует только половину возможностей магнитного потока сердечника. Однако обратноходовые преобразователи имеют еще один недостаток, заключающийся в том, что их трансформаторы в интервале ТON имеют свойство сохранять всю входную энергию и затем в интервале ТOFF отдавать накопленную энергию в нагрузку. Поэтому трансформаторы обратноходовых преобразователей должны иметь большой воздушный зазор для хранения такой энергии, что ведет к значительному снижению магнитной индукции. Это показано на рисунке уменьшением наклона B–H петли гистерезиса. Чем больше постоянный ток нагрузки, тем меньше этот наклон. Переменная составляющая магнитного потока накладывается затем на максимум постоянной составляющей, и на переменную составляющую приходится только оставшаяся часть магнитной индукции.

Как видно из рисунка 8, развязывающий трансформатор в изолированном безмостовом PFC-преобразователе использует как положительную, так и отрицательную части петли гистерезиса. Кроме того, нет необходимости применения для сброса ни третьей обмотки, ни метода ограничения напряжения, как это происходит в прямоходовых преобразователях, поскольку при любых рабочих циклах с коэффициентом заполнения D для трансформатора автоматически настраивается вольт-секундный баланс. И, наконец, такой трансформатор работает как настоящий трансформатор переменного тока, поскольку он не накапливает энергию и поэтому может быть реализован на основе магнитного сердечника без зазора, который работает с большой магнитной индукцией и маленьким током намагничивания.

Тот факт, что такой развязывающий трансформатор не накапливает энергию подобно трансформатору в обратноходовом преобразователе, легко проверить при помощи самого преобразователя: его первичная обмотка последовательно соединена с резонансным конденсатором Cr1, который должен поддерживать баланс заряда. То же самое справедливо и для резонансного конденсатора Cr2 во вторичной цепи. Следовательно, суммарный ток ни в первичной, ни во вторичной обмотках не может иметь постоянную составляющую, поэтому трансформатор сам по себе не накапливает какой-либо энергии.

Описанные достоинства развязывающих трансформаторов отражаются в значительном снижении их размеров и повышении эффективности. Другими преимуществами являются двусторонняя направленность характеристики магнитного потока и отсутствие накопления энергии постоянного тока.

Преобразователь, показанный на рисунке 7а, имеет два магнитных элемента: входную катушку индуктивности и развязывающий трансформатор, для которых требуются два магнитных сердечника. Однако схема этого преобразователя имеет уникальную особенность: обе катушки индуктивности L и первичная обмотка трансформатора Tout при любых рабочих циклах с коэффициентом заполнения D имеют идентичные прямоугольные диаграммы напряжений возбуждения VL1 и VT, что проиллюстрировано рисунком 9а.

Рис. 9. а) идентичные диаграммы напряжений на катушке индуктивности L и трансформаторе преобразователя, показанного на рисунке 7а; б) объединение трансформатора и катушки индуктивности на одном магнитном сердечнике для получения единой магнитной структуры; в) результирующий нулевой входной пульсирующий ток, полученный при введении единой магнитной структуры рисунка 9б

Для контура, состоящего из первичной обмотки развязывающего трансформатора и входного источника напряжения, была построена модель по переменному току для случая закорачивания источника входного напряжения и резонансного конденсатора, стоящего в первичной цепи. При этом катушка индуктивности и первичная обмотка трансформатора оказываются включенными параллельно друг другу. Следовательно, несмотря на возбуждение переменным напряжением, оба элемента — и катушка индуктивности, и трансформатор, имеют идентичные формы переменных сигналов, что позволяет разместить их на одном сердечнике, как показано на рисунке 9б. Это позволяет устранить один магнитный сердечник. Более того, соответствующее размещение воздушного зазора на общем сердечнике, например, на стороне трансформатора, смещает весь пульсирующий ток от катушки индуктивности к обмотке трансформатора. Это приводит к нулевому пульсирующему току через входную катушку индуктивности, что показано сплошной линией на рисунке 9в. Таким образом, преобразователь может даже работать на границе режима прерывистого тока через катушку индуктивности (Discontinuous Inductor Current Mode — DICM), что показано на рисунке 9в пунктирной линией, но при этом входной пульсирующий ток через катушку индуктивности остается близким к нулю.

Очевидно, что при большом пульсирующем токе через катушку индуктивности, как в случае трехкаскадного преобразования, потребовалась бы установка соответствующего отдельного высокочастотного фильтра. В данном случае этого не только не требуется, но и появляются дополнительные преимущества в размерах устройства и технических характеристиках. Например, использование большого разрешенного пульсирующего тока через входную катушку индуктивности позволяет уменьшить размеры интегрированного магнитного сердечника. Более того, ранее было показано, что работа на границе DICM-режима при частоте сети 400 Гц приводит к снижению суммарного значения коэффициента нелинейных искажений — THD (см. рис. 10 а), а соответствующий переменный ток в сетевой линии, свободный от высокочастотных гармоник, показан на рисунке 10б.

Рис. 10. а) схема безмостового PFC-преобразователя с объединённым магнитным контуром и одним ключом, управляемым ИС безмостового PFC; б) кривая 50-Гц входного переменного сетевого тока, неискажённого безмостовым PFC-преобразователем с объединенным магнитным контуром (см. рис. 10а)

Ток в резонансной катушке индуктивности имеет разное направление в интервалах ТOFF и TON. Такая смена направления тока в катушке индуктивности за короткий переходный период может привести к всплескам напряжения на ключе S. Чем короче переходный период, тем больше могут быть всплески напряжения. Однако из-за малой энергии, накопленной в такой маленькой катушке индуктивности, эти всплески напряжения могут быть эффективно подавлены при помощи диода Зенера (стабилитрона), который будет ограничивать всплески по амплитуде и рассеивать их энергию. Поскольку преобразователь работает с двумя полярностями входного напряжения, на практике применяется двунаправленный диод Зенера, называемый защитным стабилитроном (Transorber), который также рассеивает всю энергию всплесков напряжения и ограничивает их амплитуду. Однако существует также ряд консервативных методов, позволяющих сохранить большую часть энергии и передать ее в нагрузку, что обеспечивает возможность повышения эффективности и снижения нагрузки на ключ во время переходных процессов.

Реализация управляемого ключа S

Изолированный безмостовой PFC-преобразователь с ключом S, реализованным на базе двух включённых параллельно RBIGBT-транзисторов, изображен на рисунке 11а. Ожидается, что скоро появится одиночный двунаправленный ключ, имеющий характеристики, показанные на рисунке 11б. Очевидно, что диэлектрические потери на электропроводность являются доминантными потерями изолированного безмостового PFC-преобразователя, поэтому новые ключи смогут повысить общую эффективность с текущих 97 до 98%.

Рис.11. а) схема изолированного безмостового PFC-преобразователя с ключом S, реализованного на базе двух параллельно включённых RBIGBT-транзисторов;

На рисунке 12а показан изолированный безмостовой PFC-преобразователь, для которого на рисунке 12б проиллюстрировано снижение нагрузки на ключ S, стоящий в первичной цепи, а на рисунке 12в отображен перепад напряжения на выпрямительных диодах CR1 и CR2. Перепад напряжения на токовых выпрямителях во вторичной цепи равен постоянному выходному напряжению, в результате чего элементы схемы получаются минимально нагруженными. Перепад напряжения на входном ключе S также небольшой, поскольку он равен выходному напряжению, делённому на соотношение витков в обмотках трансформатора. Низкие нагрузки по напряжению на элементы преобразователя ведут к повышению эффективности и снижению его стоимости.

Рис. 12. а) схема изолированного безмостового PFC-преобразователя с соотношением витков в обмотках развязывающего трансформатора n:1; б) градиент напряжения на входном ключе S равен выходному напряжению, делённому на соотношение витков в обмотках трансформатора; в) Градиент напряжения на токовых выпрямителях во вторичной цепи равен постоянному выходному напряжению

Поскольку коэффициент передачи по постоянному напряжению для изолированных безмостовых PFC-преобразователей описывается тем же самым уравнением (5), что и для остальных изолированных повышающих преобразователей, предполагается, что они будут иметь аналогичные проблемы запуска. Однако эти преобразователи не имеют подобных проблем благодаря специальному режиму работы с низкими коэффициентами заполнения рабочих циклов, что позволяет осуществлять мягкий запуск с нулевого значения выходного напряжения.

Показанный на рисунке 13 пунктирной линией график соответствует идеальной характеристике передачи по постоянному напряжению, описываемой выражением (5) для случая, когда соотношение витков в обмотках развязывающего трансформатора равно 1:1 (именно этот вариант использовался для экспериментальной проверки). Как и в случае неизолированного безмостового PFC-преобразователя, экспериментальные измерения коэффициентов передачи по постоянному напряжению, показанные сплошной линией, выявили наличие зоны в области низких коэффициентов заполнения рабочих циклов (закрашенная область), в которой коэффициент преобразования постоянного напряжения падает до нуля. Таким образом, реально измеренный коэффициент передачи по постоянному напряжению соответствует преобразователям понижающего/повышающего типа. Поэтому выходное постоянное напряжение может стартовать плавно с нуля и при увеличении коэффициента заполнения рабочего цикла переходить в зону повышающего преобразования постоянного напряжения. Отметим, что в таком случае нет необходимости в отдельной запускающей схеме для предварительного заряда выходного конденсатора с целью получения необходимого коэффициента преобразования постоянного напряжения.

Рис. 13. Операция запуска: измеренные характеристики преобразования постоянного напряжения показали, что пониженный коэффициент передачи при малых коэффициентах заполнения рабочего цикла (закрашенная область) позволяет осуществить мягкий старт и исключить необходимость введения дополнительной схемы для предварительного заряда выходного конденсатора, как это было в традиционных повышающих преобразователях

Внесение развязывающего трансформатора в схему неизолированного безмостового PFC-преобразователя показало, что при этом не меняется его первоначальная топологическая структура и функция коррекции коэффициента мощности, включая неизменность самих ключевых элементов. Таким образом была проведена модификация прототипа безмостового PFC-преобразователя на 400 Вт при помощи введения в его схему развязывающего трансформатора с соотношением витков в обмотках 1:1.

Как ожидалось, измеренные значения коэффициента мощности (PF) и суммарного коэффициента нелинейных искажений (THD) при работе от сети 110 В, 60 Гц остались теми же самыми: 0,999 (PF) и 1,7% (THD). Однако эффективность оказалась сниженной из-за потерь в добавленном развязывающем трансформаторе. В зависимости от размера трансформатора дополнительные потери мощности составили 0,25—0,5%. В трёхкаскадных преобразователях используется большое количество переключателей, и некоторые ключи испытывают большую нагрузку по напряжению из-за промежуточного повышающего преобразования постоянного напряжения до 400 В. На рисунке 14а показана концептуальная диаграмма, иллюстрирующая три стадии преобразования и повышающее преобразование постоянного напряжения до 400 В. Преобразование мощности в один этап при помощи изолированного безмостового PFC-преобразователя исключает стадию промежуточного высоковольтного преобразования постоянного напряжения и позволяет работать напрямую от сети переменного тока через встроенный выпрямитель для получения гальванически развязанного выхода более низких напряжений, например, 48 В, используемых в телекоммуникационных приложениях (см. рис. 14б).

Рис. 14. а) трёхкаскадное преобразование мощности с выпрямлением напряжения и последующим промежуточным повышающим преобразованием постоянного напряжения до 400 В, которое подается на вход преобразователя, показанного на рисунке 2б, для понижающего преобразования напряжения; б) однокаскадное прямое понижающее преобразование до уровня выходного напряжения без промежуточной высоковольтной шины постоянного напряжения с функцией развязки и коррекцией коэффициента мощности

В таблице 1 сравниваются ключевые рабочие характеристики однокаскадного изолированного безмостового PFC-преобразователя и традиционного трёхкаскадного преобразователя, состоящего из мостового выпрямителя, повышающего PFC-преобразователя и изолированного мостового преобразователя.

Таблица 1. Сравнение однокаскадного изолированного безмостового PFC-преобразователя и традиционного преобразователя

Преобразование мощности

Однокаскадное

Трёхкаскадное

Тип преобразователя

Изолированный безмостовой PFC

Мостовой выпрямитель —
повышающий PFC — мостовая схема

Метод переключения

Гибридный

Прямоугольный сигнал

Количество ключей

3

14

Количество транзисторов

1

5

Перепад напряжения на ключе

небольшой

большой

Переключение без потерь

да

нет

Управление

простое

сложное

Количество магнитных элементов

1

4

Потери мощности, %

2

10

Эффективность, %

>98

88—90

Размер

маленький

большой

Вес

легкий

тяжелый

Стоимость

низкая

высокая

Отметим, в частности, резкое снижение количества переключателей с 14 до 3 и одновременное улучшение эффективности с 90 до 97% при уменьшении числа магнитных компонентов с 4 до 1, которые приводят к соответствующему снижению веса, размера и стоимости преобразователя.

Гибридное переключение дало возможность применить однокаскадный подход и с минимальными изменениями ввести в схему неизолированного преобразователя развязывающий трансформатор. Несколько приложений с участием изолированного безмостового PFC-преобразователя подтвердили возможность его применения в широком диапазоне мощностей от 75 Вт до нескольких кВт.

Встроенный адаптер для портативных компьютеров

Последние попытки встроить сетевой адаптер внутрь портативных компьютеров провалились по двум причинам.

1. Их низкая эффективность (ниже 90%) даже при 75 Вт приводила к очень большому рассеиванию мощности.

2. Крупные размеры из-за большого количества магнитных элементов не позволяли вписать их в низкий профиль портативных компьютеров.

В настоящее время обе эти проблемы решены при помощи изолированного безмостового PFC-преобразователя, который может быть рассчитан так, чтобы, например, 100-Вт сетевой адаптер выдавал на выходе постоянное напряжение в диапазоне 18…20 В и заряжал аккумулятор компьютера напрямую от сети, обеспечивая при этом единичный коэффициент мощности и низкий коэффициент искажений.

Более того, единственный интегрированный магнитный элемент может быть выполнен из плоского магнитного сердечника, что позволяет адаптеру вписаться даже в очень низкий профиль портативных компьютеров менее одного дюйма. И, наконец, для увеличения эффективности выходной выпрямитель может быть выполнен в виде синхронного выпрямителя на базе двух транзисторов MOSFET и драйверов верхнего ключа, как показано на рисунке 15а. Это решение подходит как для создания 18-В встроенных сетевых адаптеров, так и для 48-В блоков питания для телекоммуникационных устройств. Для дальнейшего уменьшения размеров и стоимости эти два транзистора MOSFET и драйверы верхнего ключа могут быть заменены одной ИС, например, Dr MOS, предлагаемую многими поставщиками.

Рис. 15. а) схема изолированного безмостового PFC-преобразователя, показанного на рисунке 12а и имеющего во вторичной цепи выпрямитель на базе двух транзисторов MOSFET и драйверов верхнего ключа; б) схема изолированного безмостового PFC-преобразователя, использующего реализацию ключа S на базе двух транзисторов MOSFET

Зарядное устройство для аккумуляторов гибридных автомобилей и электрических велосипедов

Другим интересным приложением является зарядное устройство для аккумуляторов, используемое, в частности, для зарядки 200-В литиево-ионных батарей, применяемых в большинстве гибридных автомобилей. Схема изолированного безмостового PFC-преобразователя, использующего реализацию ключа S на базе двух транзисторов MOSFET, изображена на рисунке 15б.

Всё более популярными в мире, особенно, в Японии и Европе, становятся электрические велосипеды, а портативных зарядных устройств ввиду их больших размеров для велосипедов не существует. Новый изолированный безмостовой PFC-преобразователь может быть использован в 120-Вт портативных зарядных устройствах для велосипедов, что устраняет необходимость применения больших, громоздких и дорогих стационарных зарядных устройств.

И, наконец, при помощи новых преобразователей можно создавать более эффективные, меньшие по размеру и более дешевые зарядные устройства для промышленных приложений, например, для вилочных погрузчиков, гольфмобилей и инвалидных колясок.

Блоки питания для телекоммуникационных устройств

В телекоммуникационных приложениях для надежной работы всегда используется резервный источник питания, как правило, стандартный 48-В аккумулятор. Для этих целей наилучшим образом подходит изолированный безмостовой PFC-преобразователь. К тому же, он может быть использован как недорогой и эффективный выпрямитель в 3- и 10-кВт приложениях.

Новый гибридный метод переключения позволил реализовать однокаскадный изолированный безмостовой PFC-преобразователь, состоящий всего из трех ключей и одного магнитного элемента, эффективно заменивший трёхкаскадный преобразователь, в состав которого входили 14 ключей и 4 магнитных компонента. В результате были значительно снижены потери при одновременном уменьшении размеров, веса и стоимости, поэтому такие преобразователи подходят для широкого круга пользовательских и промышленных приложений.

Третья «неосуществимая» реализация преобразователя

На рисунке 16 показана третья «неосуществимая» реализация преобразователя — изолированного безмостового PFC-преобразователя с пульсирующим входным током (в настоящее время на данный преобразователь оформляется патент). В состав преобразователя входит трансформатор с обратноходовыми характеристиками. Хотя выходное постоянное напряжение у него является положительным (а не отрицательным, как у обратноходового преобразователя), его коэффициент передачи по постоянному напряжению остается повышающим и равен 1/(1–D).

Рис. 16. Третья «неосуществимая» реализация устройства — изолированного безмостового PFC-преобразователя с пульсирующим входным током

Литература

1. Slobodan Cuk. Modelling, Analysis and Design of Switching Converters, PhD thesis, November 1976, California Institute of Technology, Pasadena, California, USA.

2. Slobodan Cuk, R.D. Middlebrook. Advances in Switched-Mode Power Conversion, Vol. 1, II, and III, TESLAco 1981 and 1983.



Вы можете скачать эту статью в формате pdf здесь.
Оцените материал:

Автор: Слободан Кук, президент TESLAco



Комментарии

4 / 4
1

17 февраля, 08:16

Василий Теркин

Уважаемому автору и редакции!

Доброго времени суток уважаемые господа инженеры!
В свободное время , располагая аппаратурой, собрал макеь данного устройства, конкретно рис.15А. В первичной и вторичной цепях преобразователя были установлены трансформаторы тока, резонансная индуктивность-инд. рассеяния трансформатора. Специального контроллера с ЧИМ не нашлось, поэтому был пименен микроконтроллер с алгоритмом: Tвкл=const, Fпереключения -переменная.Входной ключ-два stp10n60z, выходной-AUIRF640- c сопротивлением 0.025Ом. При реализации устройства с одной магнитной цепью- форма потребляемого тока (50гц) была похожа на форму тока обычного выпрямителя с емк.фильтром-следовательно, малый КМ.Режим работы дросселя L ,надо полагать, с режимом неразрывного тока.Разместив L1 на отдельном сердечнике с зазором(трансформатор-на тороиде из N87 32х16х20 перв44\\втор2витка), удалось достичь режима разрывных токов.Форма тока 50Гц улучшилась.
НО АМПЛИТУДА импульсов резонансного тока во вторичной цепи- 70-80Ампер.При этом вых. ключи нагревались до 60градусов.Нагрузка-галогенка 12В 20Вт.При токе нагрузки 1.3А импульсный ток достигает 80А!.В обратноходовой топологии ток вторичной обмотке больше тока в нагрузке в 3-5 раз! А если нагрузка 300Вт какой здесь будет ток? 1000Ампер?Либо инвертор автора работает вблизи резонанса, либо я не знаю, как эту схему назвать- трансформатор Тесла с большым током (а не напряжением).

27 февраля, 08:58

Василий Теркин

Безмостовой ККМ-преобразователь с КПД выше 98%

Итого КПД считайте... Входной ток 190мА входное напр 165В Выходной ток 1.75А Вых Напр 12.5В
Итого( 21.75Вт/31Вт)*100 = 70%....

37 февраля, 08:59

Василий Теркин

Безмостовой ККМ-преобразователь с КПД выше 98%

Уж лучше тогда Flyback

41 февраля, 13:07

Виталий Олейник

re: Уважаемому автору и редакции!

Трансформатор имеет К=44/2=21 ??

4 / 4
1

Прокомментировать





 

 
 




Rambler's Top100
Руководителям  |  Разработчикам  |  Производителям  |  Снабженцам
© 2007 - 2018 Издательский дом Электроника
Использование любых бесплатных материалов разрешено, при условии наличия ссылки на сайт «Время электроники».
Создание сайтаFractalla Design | Сделано на CMS DJEM ®
Контакты