Проблемы проектирования телевизионных приемников

Основными причинами, вызывающими эти трудности, являются: широкий частотный диапазон входного телевизионного сигнала, потенциальное присутствие очень больших блокирующих сигналов, наличие зеркальных каналов и нелинейность, приводящая к возникновению гармоник.
Традиционный ТВ-приёмник представляет собой схему, построенную с использованием дискретных транзисторов, точно подстроенных индуктивностей и конденсаторов, широкополосных ГУНов и высоковольтных (15 В и выше) источников питания. Реализация подобной структуры в интегральной микросхеме представляет собой непростую задачу.

Одну из основных трудностей, определяющих специфику разработки ТВ-приёмников, представляет очень широкая полоса частот телевизионного сигнала, в котором входные каналы охватывают диапазон практически от постоянной составляющей до 1 ГГц (точнее, 48…864 МГц).
При такой ширине полосы невозможно использовать узкополосную (LC) цепь с постоянными параметрами в тракте прохождения радиосигнала. Радиочастотный тракт должен быть широкополосным, что предполагает применение резисторов, вместо индуктивностей, а это приводит к увеличению шума. Например, формирование характеристики МШУ при помощи резистивных цепей (в отличие от узкополосных МШУ, где характеристика формируется индуктивными элементами) неизбежно увеличивает уровень шума и ухудшает зависимость точки перегиба третьего рода от шума.
Вторая проблема — большое количество искажающих сигналов или помех, которые могут попасть в рабочий канал. Помимо искажений, вызванных отношением мощностей соседних каналов (ACPR) и интермодуляционными искажениями, существует большое количество различных помех, которые могут попасть в рабочий канал вследствие нелинейных искажений второго порядка CSO (Composite Second Order) и искажений третьего порядка CTB (Composite Triple Beat). Последние эффекты могут быть неизвестны некоторым разработчикам, поэтому остановимся на них подробнее.

Для начала рассмотрим простые гармонические искажения. Предположим, что гармонический сигнал с частотой ω и амплитудой A проходит через «слабонелинейный» элемент с функцией передачи v_o = a₁v_i+a₂vi²+a₃vi³. «Слабонелинейный» означает, что коэффициенты a₂ и a₃ близки к нулю, поэтому основным результатом уравнения является получение выходного сигнала, который практически является линейной функцией входного сигнала с коэффициентом усиления a₁. Поскольку линейность схемы имеет большое значение, то даже небольшие искажения нежелательны.
Если v_i = Acos(ωt), то (не учитывая составляющую во второй степени в предположении хорошей сбалансированности дифференциальной схемы) v_o = a₁Acos(ωt)+a₃(Acos(ωt))³ = a₁Acos(ωt) + a₃A³(cos(ωt))³ = a₁Acos(ωt) + a₃A³(3/4cos(ωt) + 1/4cos(3ωt)).
Сравнение амплитуд сигналов на частоте 3ω (третья гармоника) с амплитудой основного тона (с частотой ω) определяет искажение сигнала, вызванное третьей гармоникой (HD3), обычно измеряемое в dBc (–55 dBc HD3 означает, что уровень третьей гармоники на 55 дБ ниже уровня основного сигнала). В нашем случае имеем HD3 = 1/4a₃A²/a₁. При получении результата предполагается, что основная гармоника имеет уровень a₁A и не содержит составляющей с уровнем 3/4_a3A³, которая добавляется при искажении, что корректно, т.к. a₃ очень мала в сравнении с a₁.
Подобные рассуждения можно использовать для вычисления уровня второй гармоники (учтя слагаемое во второй степени), а также для интермодуляционных искажений, которые являются результатом прохождения двух сигналов разной частоты через нелинейный элемент. В верхней части рисунка 1 показан спектр входного гармонического сигнала с частотой f и уровни его второй и третьей гармоник. На рисунке 1 внизу показаны спектры двух входных сигналов с частотами f₁ и f₂ и их интермодуляционные искажения (уровни HD и IM показаны как отношение между основной гармоникой и соответствующим компонентом).

Рис. 1. Спектр входного гармонического сигнала (вверху) и интермодуляционные искажения двух входных сигналов (внизу)

Следует обратить внимание на то, что происходит, если уровень входного сигнала уменьшается. Очевидно, что основная гармоника выходного сигнала уменьшится на 1 дБ при уменьшении входного сигнала на ту же величину. Уровни искажений третьего порядка (т.е. третья гармоника и IM3) будут уменьшаться быстрее, а точнее, на 3 дБ при уменьшении входного сигнала на 1 дБ, поскольку амплитуда компоненты с частотой 3ω пропорциональна кубу амплитуды входного сигнала. Т.к. основной тон уменьшается на 1 дБ при уменьшении входного сигнала на 1 дБ, а уровень третьей гармоники уменьшается при этом на 3 дБ, разница между ними (HD3 и IM) уменьшается на 2 дБ. Этот вывод подтверждается также формулами, приведенными на рисунке 1, где они пропорциональны второй степени амплитуды входного сигнала.
Например, прохождение двух сигналов с близко расположенными частотами (820 и 830 МГц) через нелинейную цепь вызывает интермодуляционные искажения на частотах 810 и 840 МГц. Третья гармоника сигнала частотой 270 МГц также является помехой на частоте 810 МГц, т.е. в данном случае нелинейность цепи обусловливает появление помехи на рабочей частоте — 810 МГц в результате попадания на вход трех сигналов на нерабочих частотах (820, 830 и 270 МГц).

Существуют эффекты, называемые нелинейными искажениями второго порядка (CSO), которые проявляются в виде помех на частотах, равных сумме или разности частот двух входных сигналов. В узкополосных системах эти эффекты, как правило, остаются незамеченными, однако в относительно широкополосных системах они могут вызвать проблемы. Например, сигналы с частотами 300 и 510 МГц, находящиеся в полосе приема ТВ-сигнала, на входе нелинейной системы порождают помехи на частотах 210 и 810 МГц (в дополнение к двум тонам на частотах 90 и 720 МГц, появляющимся в результате интермодуляции), как видно из рисунка 2.

Рис. 2. Нелинейные искажения 2-го порядка на частотах 210 и 810 МГц

Выполнив вычисления, подобные тем, что сделаны выше для случая прохождения через нелинейную систему трех сигналов, получим на выходе системы помехи третьего порядка (CTB), являющиеся комбинацией суммы и разности трех входных сигналов (см. рис. 3). Три входных сигнала того же уровня, как и в примере с интермодуляцией двух сигналов, в результате CTB вызывают появление гармоники, которая на 6 дБ выше, чем в случае с интермодуляцией.

Рис. 3. Образование 3-й гармоники при взаимодействии трёх сигналов

Для таких широкополосных систем как телевидение, каналы, находящиеся в центре полосы, обычно наиболее подвержены появлению побочных гармоник в результате CTB. Подсчитано, что в N-канальной системе в центральном канале могут оказаться 3N²/8 искажающих сигналов. На рисунке 3 изображены три сигнала частотой 350 МГц, 360 МГц и 820 МГц, которые при взаимодействии образуют третью гармонику с частотой 810 МГц.
Таким образом, мы рассмотрели различные варианты, которые приводят к появлению помехи на частоте 810 МГц в результате различного взаимодействия сигналов на частотах 270, 300, 350, 360, 510, 820 и 830 МГц. Помимо этого, существует множество других сигналов в широкополосной системе, которые могут вызывать подобные помехи.

Еще одной проблемой, связанной с перестраиваемым широкополосным входом, является выбор первой промежуточной частоты (ПЧ). Многие интегральные приемники спроектированы для работы на нулевой ПЧ, которая существенно облегчает требования к подавлению зеркальных каналов.
Можно также задействовать низкую ПЧ (несколько МГц или, к примеру, стандартную телевизионную ПЧ равную 36 МГц, используемую в Европе), чтобы в тракте применить простую обработку сигнала по ПЧ, однако это накладывает жесткие требования на процедуру обработки с точки зрения подавления зеркальных каналов, т.к. ими являются сигналы, расположенные достаточно близко к полезному сигналу (подавление зеркальных каналов не является специфическим для телевидения процессом и не обсуждается далее).
При любом выборе ПЧ остается проблема, связанная с высшими гармониками генератора прямоугольных импульсов, который используется в качестве гетеродина. При интегральном исполнении фильтрация сигнала гетеродина до гармонического во всем частотном диапазоне невыполнима. Таким образом, он содержит, помимо тона на основной частоте, нечетные гармоники с убывающими амплитудами. Эти гармоники, взаимодействуя с более высокочастотными каналами, также могут перенести их на рабочую ПЧ.
На рисунке 4 изображен пример квадратурного переноса (т.е. используется подавляющий изображения смеситель) сигнала на частоте 200 МГц на промежуточную частоту 36 МГц при помощи гетеродина с частотой 236 МГц. В этом случае третья гармоника гетеродина — 708 МГц при взаимодействии с сигналом на частоте 672 МГц также перенесёт его на 36 МГц. К тому же в некоторых случаях побочный сигнал может быть гораздо мощнее полезного.

Рис. 4. Пример квадратурного переноса сигнала

Третья гармоника на 9 дБ ниже основной гармоники гетеродина (согласно теории разложения в ряд Фурье прямоугольных импульсов). Однако это совершенно не означает уменьшения помехи, если мешающий сигнал на 40 или 50 дБ выше по уровню, чем полезный (и даже в том случае, если они одного уровня), так что необходимо дополнительное подавление высших гармоник. Его можно осуществить с помощью фильтра или комбинации нескольких смесителей, аппроксимирующих перенос гармонического сигнала за счет переноса нескольких взвешенных прямоугольных сигналов.
При использовании фильтра его характеристика должна быть довольно-таки крутой для низкой ПЧ. Например, для переноса на 36 МГц частота гетеродина должна быть выше частоты сигнала на 36 МГц (Fс + 36 МГц). Третья гармоника гетеродина также перенесет некоторый сигнал на 36 МГц, при этом частота сигнала равна 3 (Fс + 36) – 36 = 3Fс + 72. Ниже в таблице 1 показаны соотношения между частотами полезных сигналов и зеркальных каналов. В случае когда частота полезного сигнала равна 50 МГц, можно использовать ФНЧ для подавления помехи, находящейся на частоте 222 МГц. Однако при переключении на более высокочастотный канал полезный принимаемый сигнал также будет подавляться фильтром с фиксированной характеристикой. Этот простой пример показывает, что фильтр также должен быть перестраиваемым. Отметим, что отношение частот полезного сигнала и помехи составляет примерно 4 или 2 октавы при таком выборе ПЧ. Фильтр первого порядка имеет подавление всего около 12 дБ на 2 октавы, т.е. для получения требуемого подавления в 40 дБ требуется фильтр более высокого порядка

В качестве альтернативы можно аппроксимировать гармонический сигнал, используя три  взвешенных прямоугольных сигнала, как показано на рисунке 5. Для подавления третьей и пятой гармоник гетеродина соотношение между несколькими прямоугольными сигналами необходимо хорошо контролировать, что обычно достигается с помощью подгонки параметров транзисторов и уровней токов при интегральном исполнении.

Рис. 5. Аппроксимация гармонического сигнала

Для уменьшения упомянутых выше гармоник гетеродина и трудностей, связанных с подавлением зеркальных каналов, первая ПЧ часто выбирается выше полосы входного сигнала. Это само по себе является проблемой, приводящей к появлению большого количества помех (несколько ПЧ требует нескольких петель ФАПЧ), а также к увеличению уровня шума и потребляемой мощности.

Сигналы большого уровня вблизи полезного сигнала могут ввести вход радиоприемного устройства в зону компрессии, где не обеспечивается нормальная работа. Схемы автоматической регулировки уровня (АРУ) позволяют уменьшить уровень мешающего сигнала до требуемого, однако они при этом также уменьшат уровень полезного сигнала, приближая его к шумовому порогу. Итак, неравенство сигналов вносит искажения в линейную систему и в шумовую характеристику.
В наземном телевещании (где сигналы передаются по эфиру чаще, чем по кабелю) общая входная полоса может быть меньше, что означает уменьшение количества помех, интерферирующих с полезным сигналом. Однако все указанные выше преимущества, получаемые при сужении входной полосы, нивелируются на фоне возможного огромного различия в уровнях сигналов, наблюдаемых в наземных системах вещания. Это означает, что при меньшем количестве блокирующих сигналов некоторые из них или все они могут намного превосходить полезный сигнал. Например, в американской системе высокой четкости (стандарт А.74) блокирующие сигналы могут превышать на 57 дБ полезный сигнал.
На рисунке 6 показан худший вариант спектра сигналов на входе приемника. Полезный сигнал находится на канале номер 0 и уровне D. На соседних каналах с номерами ±1 находятся сигналы с уровнями на 40 дБ выше полезного сигнала (или D/U = –40 дБ). Уровень помех равномерно возрастает при удалении от полезного сигнала, достигая 57 дБ при N±6. Это самый крайний случай, при котором высококлассные приемники должны обеспечивать работоспособность. Выполнить эти требования в интегральной микросхеме с ограниченными уровнями потребления вдвойне трудно.

Рис. 6. Худший вариант спектра сигналов на входе приемника, определяемый стандартом А.74

На рисунке 7 представлен пример реальной картины спектра для наземной системы вещания. Можно заметить присутствие как аналоговых (красные), так и цифровых (зеленые) каналов, а также большую разницу в их уровнях.

Рис. 7. Спектр наземной системы наземной системы телевещания (пример)

В статье были освещены некоторые проблемы проектирования интегральных схем для телевизионных приемников. Сложности разработки связаны с широкой полосой сигналов, присутствующих на входе устройства, а также с большими возможными различиями в уровнях сигналов на разных каналах. Преодолеть указанные затруднения с помощью низковольтного, малопотребляющего полностью интегрального устройства — очень непростая задача, однако при решении подобных задач и проверяется искусство разработчиков схем. Мы надеемся, что в течение нескольких ближайших лет появится полностью интегральная схема, заменяющая традиционные ТВ-приёмники, подобно тому, как многие микросхемы уже заменили другие устройства, превосходя их в размерах, потреблении и цене.